一种电流最优调制下三相双有源桥式直流变换器的控制方法
【专利摘要】一种电流最优调制下三相双有源桥式直流变换器的控制方法，包括：每个开关周期分别采集一次直流侧输出电压V2，直流侧输出电流I2以及直流侧输入电压V1；将采集到的V2和I2相乘得到传输功率Po，同时将V2与变压器变比N相乘后再与V1相除，得到电压传输比d；将Po和d经过最优调制策略环节分别得到占空比D1和D2的参考值和再分别经过两个大惯性环节或纯积分环节，得到占空比D1和D2；将占空比D1和D2经过一个最优限幅值计算环节，得到移相比Df的最优限幅值Df_lim；将直流侧输出参考值V2ref与V2做差比较，其差值依次经过PI调节器和限幅值为Df_lim的限幅环节，得到移相比Df；根据占空比D1、D2和移相比Df得到每个开关器件的驱动信号，驱动相应开关器件。
【专利说明】
一种电流最优调制下三相双有源桥式直流变换器的控制方法
技术领域：
[0001] 本发明属于三相双有源桥式直流变换器技术领域，具体涉及一种电流最优调制下 三相双有源桥式直流变换器的控制方法。
【背景技术】：
[0002] 现有的三相双有源桥式直流变换器由一个三相高频变压器连接两个三相桥式电 路构成，其拓扑结构如图1所示。它是一种隔离型双向直流变换器。它具有高功率密度、较低 的开关应力和易于实现软开关等优点。另外，与单相的变换器相比，这种变换器采用三相交 错的结构，提高了功率等级的同时也减小了电流纹波。它适用于中、大功率场合，适合应用 于混合动力汽车、电力电子变压器以及智能电网能量存储系统等。
[0003] 在调制策略和控制方法方面，目前应用最多也最简单的是传统的移相调制策略。 这种调制策略只有一个控制量，即两个三相桥中相应开关器件的驱动信号之间的移相角炉， 通过改变移相角的大小和正负，就可以控制传输功率的大小和方向。这种调制策略实现简 单，相应的控制方法只需要电压电流双闭环即可以实现，但这种方法能够实现软开关的功 率范围较小。在输出电压变化较大或轻载的情况下，三相双有源桥式直流变换器会由于开 关器件不能够实现软开关而降低效率。
[0004] 双PWM调制方式是另外一种调制策略。这种调制策略有两个控制量，除了移相角炉 之外，还有两个三相桥都具有的相同占空比D，这种调制方法虽然可以实现所有开关器件在 全功率范围的软开关，但是在轻载情况下具有较高的电感电流有效值，增大了导通损耗和 变压器铜损，从而降低变换器的效率。
[0005] 此外，还有一种综合调制策略，这种调制策略结合了传统的移相调制策略以及三 角形和四边形两种电流调制模式，在不同运行条件下使用效率最大的一种模式。然而在实 现两种电流调制模式时，需要将每个三相桥的其中两个相臂同步运行，等效成一个单相结 构。这样会带来开关器件应力不平衡的问题，同时由于不具备三相交错的结构，变压器和滤 波元件的体积将会增大。
【发明内容】
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[0006] 为了克服上述现有技术存在的缺陷，本发明的目的在于提供一种电流最优调制下 三相双有源桥式直流变换器的控制方法，该控制方法能够通过闭环的方式，在全功率范围 内使得变换器中电感电流有效值保持最小，从而使得开关器件的导通损耗和变压器的铜损 降低，进而使得变换器的效率得到提升。
[0007] 为达到上述目的，本发明是通过以下技术方案来实现的：
[0008] 一种电流最优调制下三相双有源桥式直流变换器的控制方法，包括以下步骤：
[0009] 1)采样调理电路在每个开关周期分别采集一次直流侧输出电压V2,直流侧输出电 流1 2以及直流侧输入电压W，经过滤波和调理环节送入控制器中；
[0010] 2)控制器将采集到的直流侧输出电压V2和直流侧输出电流12相乘得到传输功率 P。，将直流侧输出电压V2与变压器变比N相乘后再与直流侧输入电压Vi相除，得到电压传输 比d;
[0011] 3)将步骤2)中得到的传输功率P。和电压传输比d经过最优调制策略环节分别得到 V:侧和％侧两个三相桥式电路的占空比参考值Z)；^PZ):，其中，占空比指三相桥式 电路中每个相臂上桥臂开关器件的驱动信号为高电平的时间占一个开关周期的比值；
[0012] 4)将步骤3)中得到的两个三相桥式电路的占空比参考值和/)2分别经过大惯性 环节或纯积分环节，分别得到占空比DjPD 2;
[0013] 5)将步骤4)中得到的占空比DjPD^过一个最优限幅值计算环节，得到移相比Df 的最优限幅值Df_lim，其中，移相比是指两个三相桥式电路相应相臂上驱动信号的基频分量 之间的移相时间占半个开关周期的比值；
[0014] 6)将直流侧输出参考值V2ref与步骤1)中采集到的直流侧输出电压^故差比较，其 差值依次经过PI调节器和限幅值为D f_lim的限幅环节，得到移相比Df;
[0015] 7)将步骤4)得到的两个占空比和步骤6)得到的移相比Df经过开关器件驱动 信号发生器，输出每个开关器件的驱动信号，驱动相应开关器件。
[0016] 本发明进一步的改进在于，步骤3)中，所述的最优调制策略环节是两个以传输功 率P。为行、以电压传输比d为列的二维表，分别记录着占空比口:和出在电流最优调制下不同 P。和d时的最优值，并在运行时采用双线性差值的方法分别查找两个二维表，占空比参考值 和贫;所述的两个二维表的大小相同，且根据三相双有源桥式直流变换器传输功率P。与 电压传输比d的范围，以及设定的数据间隔确定;其中，当d的范围设定在dmin到dmax之间时， P。的范围相应为0到7<naxl^ef八72//$)之间，Vlref为直流侧输入电压额定参考值，f s为开 关频率，Ls为三相变压器漏感值。
[0017] 本发明进一步的改进在于，两个二维表中所记录的每个占空&DdPD2的最优值是 根据以下所述方法得到的：
[0018] 以三相双有源桥式直流变换器多频近似的电感电流有效值1^^表达式为目标函 数，以传输功率P。的表达式为等式条件，以占空比DhDdP移相比Df的取值范围为不等式条 件建立起有约束的非线性规划模型，通过障碍函数法和BFGS迭代算法对规划模型进行求 解，得到二维表中每种传输功率P。和电压传输比d所对应的两个占空比的数值。
[0019] 本发明进一步的改进在于，电感电流有效值ILrms和传输功率P。的多频近似表达式 如下：
[0022]本发明进一步的改进在于，步骤5)所述的最优限幅值计算环节是根据两个占空比 DjPD2的关系最优限幅值Df_lim，两个占空比DjPD2的关系与相应最优限幅值Df_lim的计算表 达式如下表所示：
[0024]与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：
[0025] 本发明能够通过闭环的方式，在全功率范围内使得变换器中电感电流有效值保持 最小，从而使得开关器件的导通损耗和三相高频变压器的铜损降低，进而使得变换器的效 率得到提升。
[0026] 进一步地，本发明解决了在闭环中协调控制三个可控变量的问题，使得变换器在 切换负载的情况下，其稳态始终可以工作在电流最优调制策略下。
[0027]进一步地，本发明通过最优限幅值计算环节，保证控制系统稳定，并在相同情况下 提升了变换器的暂态相应速度。
【附图说明】：
[0028]图1为三相隔离型双向直流变换器拓扑结构；
[0029] 图2为电流最优调制下三相双有源桥式直流变换器的控制结构框图；
[0030] 图3为电流最优调制下三相双有源桥式直流变换器的运行波形图。
【具体实施方式】：
[0031] 下面结合具体的实施例对本发明做进一步的详细说明，所述是对本发明的解释而 不是限定。
[0032] 三相隔离型双向直流变换器的拓扑结构如图1所示。其中，假设功率是从乂:侧流向 V2侧，则Vi是输入侧直流电压，V2是输出侧直流电压。以a相为例，Val是三相变压器V_a相电 压，V a2是三相变压器V_a相电压，V。为通过变压器折算到％侧的V_a相电压，即有匕2 = NVa2，13是变压器a相电流，1^是变压器a相漏感，其它相以此类推。N: 1为变压器的变比。
[0033] 设定变换器的一组基本参数如表1所示。
[0034] 表 1
[0036]首先对三相双有源桥式直流变换器的稳态运行情况进行分析。通过对驱动信号傅 里叶分解，并根据基本电路模型分析，得到电感电流有效值和传输功率P。的多频近似表 达式：
[0039] 将表1中的变换器参数代入到上述两个式子中，并以电感电流有效值的表达式（1) 为目标函数，以传输功率表达式(2)为等式条件，以三个控制变量的范围为不等式条件，建 立一个有约束的非线性规划模型。其中，三个控制变量的取值范围分别为： '0<￡>,<!
[0040] <〇<〇,<! (7) 0 .< IX < 1
[0041] 根据输入电压和输出电压，可以设定电压传输比的范围为0到1之间，根据电压传 输比为1时的最大传输功率以及额定传输功率可以设定传输功率P。的范围为〇到1388.8W之 间。设定电压传输比的数据间隔为0.02,传输功率的数据间隔为19.84W，则存储两个占空比 的二维表的大小为71*51。
[0042] 通过障碍函数法和BFGS迭代算法对有约束的非线性规划模型进行求解，得到二维 表中每种传输功率P。和电压传输比d情况下所对应的两个占空比的数值。
[0043] 将两个二维表均存入控制器中，并将最优限幅值计算环节的关系式存入控制器 中。通过三相双有源桥式双向直流变换器进行建模，得到输出电压％关于移相比D f的小信号 模型，进行PI参数的设计。
[0044] 三相双有源桥式双向直流变换器开始运行时，其控制流程如图2所示。采样调理电 路在每个开关周期分别采集一次直流侧输出电压V 2,直流侧输出电流12以及直流侧输入电 压乂:，经过滤波和调理环节送入控制器中。控制器将采集到的信号进行运算，得到当前的传 输功率P。和电压传输比d。通过双线性差值的方法分别对两个二维表进行查找，得到占空比 口:和出的参考值和D;，分别经过两个大惯性环节或积分参数较大的纯积分环节，分别得 到占空比DjPD2。同时，将占空比^和仏经过一个最优限幅值计算环节，得到移相比Df的最优 限幅值D f_lim。将直流侧输出参考值心^与％做差比较，其差值经过依次经过PI调节器和限 幅值为D f_lim的限幅环节，得到移相比Df。最后，根据占空比口^仏和移相比D f得到每个开关器 件的驱动信号，驱动相应开关器件。
[0045] 当三相双有源桥式双向直流变换器进入稳态运行时，其各相臂上桥臂驱动信号与 三相变压器两端8相电压波形图如图3所示，其中5\ 111，1 = 3，13，〇，1]1=1，2，代表￥111侧1相上桥臂 驱动信号。此时，两个占空比Di、D2的值分别为0.2598，和0.3885，移相角D f为0.2006。传输功 率为400W。至此，三相双有源桥式双向直流变换器便可以在本发明所提出的控制方法中正 常运行。
【主权项】
1. 一种电流最优调制下三相双有源桥式直流变换器的控制方法，其特征在于，包括以 下步骤： 1) 采样调理电路在每个开关周期分别采集一次直流侧输出电压v2,直流侧输出电流12 以及直流侧输入电压Vi，经过滤波和调理环节送入控制器中； 2) 控制器将采集到的直流侧输出电压V2和直流侧输出电流12相乘得到传输功率P。，将 直流侧输出电压％与变压器变比N相乘后再与直流侧输入电压W相除，得到电压传输比d; 3) 将步骤2)中得到的传输功率P。和电压传输比d经过最优调制策略环节分别得到乂:侧 和V2侧两个三相桥式电路的占空比Di和D2的参考值和/?，其中，占空比指三相桥式电路 中每个相臂上桥臂开关器件的驱动信号为高电平的时间占一个开关周期的比值； 4) 将步骤3)中得到的两个三相桥式电路的占空比参考值和1?分别经过大惯性环节 或纯积分环节，分别得到占空比DjPD2; 5) 将步骤4)中得到的占空比DjPD2g过一个最优限幅值计算环节，得到移相比Df的最 优限幅值D f_lim，其中，移相比是指两个三相桥式电路相应相臂上驱动信号的基频分量之间 的移相时间占半个开关周期的比值； 6) 将直流侧输出参考值V2rrf与步骤1)中采集到的直流侧输出电压^故差比较，其差值 依次经过PI调节器和限幅值为D f_lim的限幅环节，得到移相比Df; 7) 将步骤4)得到的两个占空比和步骤6)得到的移相比Df经过开关器件驱动信号 发生器，输出每个开关器件的驱动信号，驱动相应开关器件。2. 根据权利要求1所述的一种电流最优调制下三相双有源桥式直流变换器的控制方 法，其特征在于，步骤3)中，所述的最优调制策略环节是两个以传输功率P。为行、以电压传 输比d为列的二维表，分别记录着占空比0 1和02在电流最优调制下不同P。和d时的最优值，并 在运行时采用双线性差值的方法分别查找两个二维表，占空比参考值￡(和;所述的两个 二维表的大小相同，且根据三相双有源桥式直流变换器传输功率P。与电压传输比d的范围， 以及设定的数据间隔确定；其中，当d的范围设定在dmi η到dmax2间时，P。的范围相应为0到 7Uief/(72/Λ )之间，If为直流侧输入电压额定参考值，匕为开关频率，Ls为三相变 压器漏感值。3. 根据权利要求2所述的一种电流最优调制下三相双有源桥式直流变换器的控制方 法，其特征在于，两个二维表中所记录的每个占空KDdPD 2的最优值是根据以下所述方法得 到的： 以三相双有源桥式直流变换器多频近似的电感电流有效值ILrms表达式为目标函数，以 传输功率P。的表达式为等式条件，以占空比DhDdP移相比Df的取值范围为不等式条件建立 起有约束的非线性规划模型，通过障碍函数法和BFGS迭代算法对规划模型进行求解，得到 二维表中每种传输功率P。和电压传输比d所对应的两个占空比的数值。4. 根据权利要求3所述的一种电流最优调制下三相双有源桥式直流变换器的控制方 法，其特征在于，电感电流有效值和传输功率P。的多频近似表达式如下：5.根据权利要求1所述的一种电流最优调制下三相双有源桥式直流变换器的控制方 法，其特征在于，步骤5)所述的最优限幅值计算环节是根据两个占空比DjPD2的关系最优限 幅值Df_lim，两个占空比DjPD2的关系与相应最优限幅值Df_lim的计算表达式如下表所示：
【文档编号】H02M1/088GK105958830SQ201610396950
【公开日】2016年9月21日
【申请日】2016年6月6日
【发明人】王跃, 李卓强, 施伶, 崔耀, 黄珺, 雷万钧
【申请人】西安交通大学