串联补偿型电力传输系统的制作方法
【专利摘要】本发明的串联补偿型电力传输系统由在四个象限动作的隔离型DCDC转换器构成，具备：转换器(13)，直流输入输出端子(P1)连接于直流电压源(11)的正侧输出端子，直流输入输出端子(P2)连接于直流电压源(11)的负侧输出端子，直流输入输出端子(Q2)连接于直流电压源(11)的正侧输出端子，且直流输入输出端子(Q1)连接于直流电压源(12)的正侧输出端子；转换器(13)具备：电力转换部(21)，在直流输入输出端子(P1,P2)之间的直流(V1)与交流输入输出端子(A1,A2)之间的交流(V3)之间互相电力转换；电力转换部(22)，双向开关(41～44)连接成全桥式并且在直流输入输出端子(Q1,Q2)之间的直流(V2)与交流输入输出端子(B1,B2)之间的交流(V4)之间互相电力转换；隔离变压器(23)，设于交流输入输出端子(A1,A2)之间及交流输入输出端子(B1,B2)之间。
【专利说明】
串联补偿型电力传输系统
技术领域
[0001 ]本发明是一种在第I直流电压源与第2直流电压源之间双向传输电力的电力传输系统，并且涉及具备了输出相当于各个直流电压源之间的差分电压的补偿电压的DCDC转换器的串联补偿型电力传输系统。
【背景技术】
[0002]作为这种串联补偿型电力传输系统众所周知在下述专利文献I中公开有各种各样的串联补偿型电力传输系统(在该专利文献I中作为【背景技术】被公开的各种各样串联补偿型电力传输系统、以及作为实施例被公开的各种各样串联补偿型电力传输系统)。
[0003]这些串联补偿型电力传输系统101的基本结构如图17所示是成为以下所述的结构，即具备:作为第I直流电压源的初级侧直流电压源11[将其输出电压(直流电压)设定为VI]、作为第2直流电压源的次级侧直流电压源12[将其输出电压(直流电压)设定为V2]、输出端子被串联连接于初级侧直流电压源11的正侧电压与次级侧直流电压源12的正电压之间并输出相当于输出电压Vl与输出电压V2之间的差分电压的补偿电压Vconv的DCDC转换器(双向DCDC转换器)102。
[0004]在该串联补偿型电力传输系统101中连接有初级侧直流电压源11的负侧输出端子和次级侧直流电压源12的负侧输出端子。另外，DCDC转换器102的一对第I直流侧输入输出端子Pl，P2中的正侧的第I直流侧输入输出端子Pl被连接于初级侧直流电压源11的正侧输出端子，负侧的第I直流侧输入输出端子P2被连接于初级侧直流电压源11的负侧输出端子。另外，D⑶C转换器102的一对第2直流侧输入输出端子Ql，Q2中的第2直流侧输入输出端子Ql被连接于次级侧直流电压源12的正侧输出端子，第2直流侧输入输出端子Q2被连接于初级侧直流电压源11的正侧输出端子。
[0005]在专利文献I所公开的各种各样的串联补偿型电力传输系统101当中的作为实施例被公开的串联补偿型电力传输系统101中，DCDC转换器102如图18所示，具有被连接于初级侧直流电压源11的正侧输出端子以及负侧输出端子的一对第I直流侧输入输出端子Pl，P2并且具备将输出电压Vl转换成交流电压并进行输出的初级侧电力转换部111、输入从初级侧电力转换部111被输出的交流电压并转换成其他交流电压从而进行输出的高频变压器(隔离变压器)112、基于从高频变压器112被输出的其他交流电压输出补偿电压Vconv的次级侧电力转换部113，并且是作为隔离型DCDC转换器来进行构成的。在该专利文献I的实施例中，作为初级侧电力转换部111以及次级侧电力转换部113能够使用全桥式的电力转换器或半桥式的电力转换器。
[0006]然而，在该实施例所公开的DCDC转换器中102中，如图18所示成为一种相对于构成上述那样的桥式电力转换器即次级侧电力转换部113的各个开关元件(在同图中作为一个例子是场效应晶体管)进行并联连接的2个二极管互相以正方向的状态被串联连接于一对第2直流侧输入输出端子Ql, Q2之间(总之，输出电压VI，V2的两正侧输出端子之间)的结构。为此，该DCDC转换器102只是在所谓输出电压Vl为低于输出电压V2的低电压的条件下能够进行动作，在其动作的时候将各个输出电压V2，V1的差分电压(V2-V1>0)作为补偿电压Vconv进行输出。总之，在专利文献I的实施例所公开的串联补偿型电力传输系统101中，DCDC转换器102只是在所谓V2>V1的条件下进行动作，并且实行从初级侧直流电压源11到次级侧直流电压源12的电力供给动作(牵引动作)以及从次级侧直流电压源12到初级侧直流电压源11的电力供给动作(再生动作)。
[0007]另外，在专利文献I所公开的各种各样的串联补偿型电力传输系统101当中的作为【背景技术】进行公开的串联补偿型电力传输系统101(在该专利文献I内是作为非专利文献3进行公开的串联补偿型电力传输系统)中，作为DCDC转换器102虽然没有图示但是使用了组合反激式转换器(flyback converter)(转换器主体)和H桥来进行构成的隔离型DCDC转换器、或由无变压器型极性反转斩波电路(包含H桥的电路)构成的DCDC转换器。
[0008]在如此结构的DCDC转换器102中，随着在对应于输出电压Vl与输出电压V2的差分电压的极性切换升压动作和降压动作的近旁，通过使H桥进行四象限斩波动作，从而能够进行在所谓输出电压Vl为低于输出电压V2的低电压的条件下的从初级侧直流电压源11到次级侧直流电压源12的电力供给动作(在第一象限的牵引动作)、以及从次级侧直流电压源12到初级侧直流电压源11的电力供给动作(在第四象限的再生动作)，在文献内虽然没有包括控制方法且关于动作的记载，但是也能够进行在所谓输出电压Vl高于输出电压V2的高电压的条件下的从初级侧直流电压源11到次级侧直流电压源12的电力供给动作(在第二象限的牵引动作)、以及从次级侧直流电压源12到初级侧直流电压源11的电力供给动作(在第三象限的再生动作)。
[0009]现有技术文献
[0010]专利文献
[0011 ] 专利文献I:日本专利申请公开2012-44801号公报(第3?15页，第2?14图)
【发明内容】
[0012]发明所要解决的技术问题
[0013]然而，在专利文献I所公开的隔离型DCDC转换器当中，在专利文献I中作为【背景技术】进行公开的上述串联补偿型电力传输系统101的DCDC转换器102虽然由控制能够进行以上所述的在四个象限的动作，但是因为转换器主体为反激式转换器(flyback converter)与H桥的2级结构，所以存在有DCDC转换器102的结构和控制复杂化且转换器主体的转化效率降低、或所谓大型化的应该加以改善的技术问题。
[0014]另外，就在专利文献I中作为实施例进行公开的上述串联补偿型电力传输系统101的DCDC转换器102而言因为只有转换器主体尚可，所以虽然不会产生在【背景技术】中进行公开的DCDC转换器102所涉及的技术问题，但是如以上所述会存在有只有在所谓输出电压Vl为低于输出电压V 2的低电压的条件下才能够传输电力的技术问题。
[0015]本发明就是为了解决以上所述的技术问题而做出的不懈努力之结果，其目的在于提供一种能够在四个象限进行动作并且只是由一段的隔离型DCDC转换器构成的串联补偿型电力传输系统。
[0016]解决技术问题之手段
[0017]为了达到上述目的，本发明所涉及的串联补偿型电力传输系统的特征在于:具备:第I直流电压源;第2直流电压源;双向DCDC转换器，一对第I直流输入输出端子当中的正侧端子被连接于所述第I直流电压源的正侧输出端子并且该一对第I直流输入输出端子中的负侧端子被连接于负侧输出端子，一对第2直流输入输出端子中的一方被连接于所述第I直流电压源的正侧输出端子，并且所述一对第2直流输入输出端子当中的另一方被连接于所述第2直流电压源的正侧输出端子;所述双向DCDC转换器是作为具备以下所述各个构件的转换器来构成的，这些构件分别为:第I电力转换部，具有所述一对第I直流输入输出端子以及一对第I交流输入输出端子并在产生于该第I直流输入输出端子之间的直流与产生于该第I交流输入输出端子之间的交流之间互相进行电力转换;第2电力转换部，具有所述一对第2直流输入输出端子以及至少一对第2交流输入输出端子并在产生于该第2直流输入输出端子之间的直流与产生于该第2交流输入输出端子之间的交流之间互相进行电力转换；隔离变压器，具有被连接于所述第I交流输入输出端子的初级侧端子以及被连接于所述第2交流输入输出端子的次级侧端子;所述第I电力转换部其多个开关被连接成推挽式、半桥式以及全桥式任意一种形式，且所述第2电力转换部其多个双向开关被连接成推挽式以及全桥式任意一种形式并且对应于所述第I直流电压源的电压值以及所述第2直流电压源的电压值控制所述多个开关以及所述多个双向开关的ON/OFF。
[0018]另外，本发明所涉及的串联补偿型电力传输系统其所述双向开关是通过具备以互相逆向的状态进行串联连接的一对单向性开关元件、以互相逆向的状态并以该一对单向性开关元件各自相反极性的状态(导通方向与作为单向性开关的导通方向相反的状态)被并联连接的一对二极管来进行构成的。在此所说的单向性开关元件是指作为开关功能在ON状态下电流的流动方向为单向，且在OFF状态下相对于被施加于开关之间的电压具有耐压的元件。
[0019]发明效果
[0020]根据本发明的串联补偿型电力传输系统，通过第2电力转换部作为使用了双向开关的结构，从而就能够以仅仅是具有第I电力转换部、第2电力转换部以及隔离变压器的双向DCDC转换器的结构来实行在四个象限上的动作，并且在第I直流电压源与第2直流电压源之间不管电压电平怎样能够以双向传输电力。
[0021]另外，根据本发明的串联补偿型电力传输系统，通过具备以互相逆向的状态进行串联连接的一对单向性开关元件、以互相逆向的状态分别并联连接于一对单向性开关元件的一对二极管来构成双向开关，从而就能够使用一般的电子元件来简易地构成双向开关。
【附图说明】
[0022]图1是串联补偿型电力传输系统I以及转换器13的结构图。
[0023]图2是为了说明转换器13的四个象限的在各个形态下的动作的说明图。
[0024]图3是在输出电压Vl低于输出电压V2的时候被输出到构成转换器13的各个开关31?34,41 ?44的驱动信号Sa?Sd, Sel, Se2?Shl, Sh2的时序图(timing chart)。
[0025]图4是在输出电压Vl高于输出电压V2的时候被输出到构成转换器13的各个开关31?34,41 ?44的驱动信号Sa?Sd, Sel, Se2?Shl, Sh2的时序图(timing chart)。
[0026]图5是为了说明串联补偿型电力传输系统I的在第I象限上的动作的说明图。
[0027]图6是为了说明串联补偿型电力传输系统I的在第I象限上的动作的其他说明图。
[0028]图7是为了说明串联补偿型电力传输系统I的在第2象限上的动作的说明图。
[0029]图8是为了说明串联补偿型电力传输系统I的在第2象限上的动作的其他说明图。
[0030]图9是为了说明串联补偿型电力传输系统I的在第3象限上的动作的说明图。
[0031]图10是为了说明串联补偿型电力传输系统I的在第3象限上的动作的其他说明图。
[0032]图11是为了说明串联补偿型电力传输系统I的在第4象限上的动作的说明图。
[0033]图12是为了说明串联补偿型电力传输系统I的在第4象限上的动作的其他说明图。
[0034]图13是被用于串联补偿型电力传输系统I的其他转换器13A的结构图。
[0035]图14是被用于串联补偿型电力传输系统I的其他转换器13B的结构图。
[0036]图15是被用于串联补偿型电力传输系统I的其他转换器13C的结构图。
[0037]图16是被用于串联补偿型电力传输系统I的其他转换器13D的结构图。
[0038]图17是串联补偿型电力传输系统101的基本结构图。
[0039]图18是串联补偿型电力传输系统101、以及被配设于串联补偿型电力传输系统101的转换器102的结构图。
【具体实施方式】
[0040]以下是参照附图并就串联补偿型电力传输系统的实施方式作如下说明。
[0041]作为图1所表示的串联补偿型电力传输系统的串联补偿型电力传输系统1(以下也单称作为“电力传输系统I”)就一个例子而言具备第I直流电压源11(输出作为直流的输出电压Vl的电压源)、第2直流电压源12 (输出作为直流的输出电压V2的电压源)、双向DCDC转换器13(以下也单称为“转换器13”)，转换器13是以能够实行图2所表示的四个形态的动作(四象限斩波动作)的形式进行构成的。
[0042]具体地来说在转换器13中，一对第I直流输入输出端子Pl，P2当中的作为正侧端子的一方第I直流输入输出端子Pi被连接于第I直流电压源11的正侧输出端子，作为负侧端子的另一方第I直流输入输出端子P2被连接于第I直流电压源11的负侧输出端子。另外，在转换器13中，一对第2直流输入输出端子Ql，Q2当中的一方第2直流输入输出端子Q2被连接于第I直流电压源11的正侧输出端子，并且另一方第2直流输入输出端子Ql被连接于第2直流电压源12的正侧输出端子。
[0043]就这样被连接于第I直流电压源11与第2直流电压源12之间的转换器13，实行基于输出电压Vl补偿输出电压Vl，V2之间的差分电压(总之，输出为了补偿差分电压的补偿电压Vconv)的作为转换器单体的牵引动作、基于输出电压Vl，V2之间的差分电压使电力返回到输出电压Vl侧的作为转换器单体的再生动作。
[0044]具体地来说，如图2所示在实行称作为电力传输系统I从第I直流电压源11将电力传输到第2直流电压源12(提供电流)的牵引动作的第I象限以及第2象限当中的所谓输出电压VI，V2关系为Vl <V2的条件的第I象限，转换器13实行基于输出电压Vl输出补偿电压Vconv的牵引动作(在第I象限的动作)；在所谓输出电压Vl，V2关系为V1>V2的条件的第2象限，实行基于输出电压Vl，V2之间的差分电压使电力返回到输出电压Vl侧的再生动作(在第2象限的动作)。
[0045]另外，转换器13如图2所示在实行电力传输系统I从第2直流电压源12将电力传输到第I直流电压源11(提供电流)的再生动作的第3象限以及第4象限当中的所谓输出电压Vl，V2关系为V1>V2的条件的第3象限，实行基于输出电压Vl输出补偿电压Vconv的牵引动作(在第3象限的动作)；在所谓输出电压Vl，V2关系为V1<V2的条件的第4象限，基于输出电压Vl，V2之间的差分电压实行使电力返回到输出电压Vl侧的再生动作(在第4象限的动作)。
[0046]该转换器13作为一个例子如图1所示具备第I电力转换部21、第2电力转换部22以及隔离变压器23。另外，转换器13具备没有被图示的控制部。该控制部接受来自外部的控制对象电压和其目标电压以及输入输出电流极限值的设定指示。另外，控制部按照其设定指示对应于第I直流电压源11的输出电力(电压值)Vl以及第2直流电压源12的输出电压(电压值)V2的状况，以将控制对象电压稳定在目标电压的形式控制第I电力转换部21的后面所述的四个开关31，32，33，34以及第2电力转换部22的后面所述的四个双向开关41，42，43，44的0N/0FF(开启/关闭)。具体地来说控制部对应于来自外部的设定指示、此时的第I直流电压源11的输出电压(电压值)Vl以及第2直流电压源12的输出电压(电压值)V2的状况，生成并输出为了相对于第I电力转换部21以及第2电力转换部22实行上述四个象限的动作内容(电力传输系统I是作牵引动作或是作再生动作，DC/DC转换器是作牵引动作或是作再生动作)的后述的驱动信号(图3以及图4所表示的驱动信号Sa,Sb,Sc,Sd,Sel,Se2,Sfl, Sf2，Sgl,Sg2,Shl,Sh2)0
[0047]第I电力转换部21作为一个例子具备:以全桥式进行连接的四个开关31，32，33，34、相对于各个开关31，32，33，34以相反极性的状态进行并联连接(所谓相反并联连接)的二极管35,36,37,38、一对直流输入输出端子(在本例中因为是转换器13的一对第I直流输入输出端子PI，P2，所以以下也称作为“第I直流输入输出端子PI，P2”)、一对第I交流输入输出端子Al，A2。该第I电力转换部21在生成于第I直流输入输出端子Pl，P2之间的直流(第I直流输入输出端子Pl的电压是将第I直流输入输出端子P2的电压作为基准而成为高电位的极性的输出电压VI)与产生于其一对第I交流输入输出端子Al，A2之间的交流(第I交流电压V3)之间作互相电力转换。在此，所谓相反极性的状态是DCDC转换器在牵引动作中将单向性开关为ON时的导通方向设定为单向，在此情况下所指的是与其相反的方向。
[0048]具体地来说各个开关31,32,33,34作为一个例子是由η沟道M0SFET(Metal-0xide_Semiconductor Field-Effect Transistor)构成。还有，因为寄生二极管存在于MOSFET，所以也能够替代以独立的二极管构成各个二极管35,36,37,38而做成使用该寄生二极管的结构。另外，作为开关31，32，33，34例如能够使用npn型的双极型晶体管和IGBT( InsulatedGate Bipolar Transistor)等其他半导体开关元件。
[0049]4个开关31，32，33，34被分成其中的2个开关被串联连接而构成的2个开关组(开关31，32组、以及开关33，34组)，通过并联连接各个开关组彼此从而被构成为全桥式电路。
[0050]在第I电力转换部21上，开关31，32组与开关33，34组的2个连接点当中的一方连接点(导通时的电流流入侧的连接点)被连接于一方第I直流输入输出端子Pl，并且该2个连接点当中的另一方连接点(导通时的电流流出侧的连接点)被连接于另一方第I直流输入输出端子P2。另外，在第I电力转换部21上，开关31，32组中的开关31，32彼此的连接点被连接于一方第I交流输入输出端子Al，而开关33，34组中的开关33，34彼此的连接点被连接于另一方第I交流输入输出端子A2。
[0051 ]该结构的第I电力转换部21是通过开关31，32，33，34由分别被提供的驱动信号5&，Sb，Sc，Sd而被开关控制(进行斩波动作)从而实行上述那样的电力转换。
[0052]第2电力转换部22作为一个例子具备:以全桥式被连接的4个双向开关41，42，43，44、在构成各个双向开关41，42，43，44的2个开关[构成双向开关41的单向性开关元件41a，41b(以下也单单称作为“开关41&，411/’)、构成双向开关42的单向性开关元件42&，4213(以下也单单称作为“开关42a，42b” )、构成双向开关43的单向性开关元件43a，43b(以下也单单称作为“开关43&，431/’)、构成双向开关44的单向性开关元件44&，4413(以下也单单称作为“开关44a，44b” )]上分别被逆向并联连接的二极管45a，45b，46a，46b，47a，47b，48a，48b、线圈49a、线圈49b、一对直流输入输出端子(在本例中因为是转换器13的一对第2直流输入输出端子Ql，Q2，所以以下也称作为“第2直流输入输出端子Ql，Q2”)、至少一对第2交流输入输出端子(第2交流输入输出端子的数量是由隔离变压器23的次级侧的卷绕线的结构来决定的。在本例中因为次级侧的卷绕线为I个，所以是一对第2交流输入输出端子BI，B2)。该第2电力转换部22在产生于第2直流输入输出端子Ql，Q2之间的直流(输出电压Vl，V2之间的差分电压)与产生于一对第I交流输入输出端子BI，B2之间的交流(第2交流电压V4)之间互相进行电力转换。
[0053]具体地来说各个开关41a ,41b,42a,42b, 43a，43b，44a，44b作为单向性开关元件的一个例子是由η沟道MOSFET构成。还有，即使是在由MOSFET构成的各个开关41a?44b中也能够替代以独立了的二极管来构成各个二极管45a?48b的方法而采用使用被形成于MOSFET内的寄生二极管的结构。另外，作为开关41a，41b，……，44a，44b例如还能够使用作为单向性开关元件的npn型的双极型晶体管和IGBT等其他半导体开关元件。
[0054]开关41a，41b通过以互相相反极性的状态被串联连接(在本例中构成开关41a，41b的2个MOSFET通过连接双方的源极端子彼此而被串联连接)从而作为整体而构成I个双向开关41。同样，开关42a，42b通过以互相相反极性的状态被串联连接从而作为整体而构成I个双向开关42，开关43a，43b通过以互相相反极性的状态被串联连接从而作为整体而构成I个双向开关43，开关44a，44b通过以互相相反极性的状态被串联连接从而作为整体而构成I个双向开关44。
[0055]4个双向开关41,42,43,44被分成其中的2个双向开关被串联连接而构成的2个双向开关组(双向开关41，42组、以及双向开关43，44组)，通过并联连接各个双向开关组彼此从而被构成为全桥式电路。
[0056]在第2电力转换部22上，线圈49a的一端被连接于双向开关41，42组与双向开关43，44组的2个连接点当中的一方的连接点，线圈49a的另一端被连接于一方第2直流输入输出端子Ql。在此情况下，线圈49a的连接位置也可以是线圈49a的一端被连接于双向开关41,42组与双向开关43，44组的2个连接点当中的另一方的连接点，且线圈49a的另一端被连接于另一方的第2直流输入输出端子Q2。另外，在第2电力转换部22上，2个双向开关组的上述2个连接点当中的另一方连接点被连接于另一方第2直流输入输出端子Q2。另外，在第2电力转换部22上，双向开关41，42组上的双向开关41，42彼此的连接点被连接于一方第2交流输入输出端子BI，并且双向开关43，44组上的双向开关43，44彼此的连接点被连接于另一方第2交流输入输出端子B2。另外，在第2电力转换部22上，电容器49b被连接于一对第2直流输入输出端子Ql，Q2之间。
[0057]该结构的第2电力转换部22通过开关41a ,41b,42a, 42b ,43a,, 43b，44a，44b由分别被提供的驱动信号Se I，Se2，Sfl，Sf2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2而被开关控制(进行斩波动作)从而实行上述那样的电力转换。
[0058]隔离变压器23作为一个例子如图1所示具备互相被电绝缘的2个卷绕线(初级线圈和次级线圈)。另外，隔离变压器23的初级线圈被连接于第I交流输入输出端子Al，A2，隔离变压器23的次级线圈被连接于第2交流输入输出端子BI，B2。为此，在以下的叙述中也会将初级线圈的各个端部也称作为第I交流输入输出端子Al，A2，次级线圈的各个端部也称作为第2交流输入输出端子BI，B2。另外，在该隔离变压器23中，初级线圈和次级线圈的极性以成为以下极性的方式被卷绕，在将高于第I交流输入输出端子A2的电压施加于第I交流输入输出端子Al侧的情况下，以在第2交流输入输出端子BI侧产生高于第2交流输入输出端子B2的电压。
[0059]接着，在图2所表示的每个象限都举例来就电力传输系统I的动作作如下说明。还有，为了容易理解本发明而将DCDC转换器的转换效率设定为100 % (没有内部损失)，第2直流电压源12作为一个例子是一种充放电自如的二次电池，电力传输系统I是一种如以下所述的电力传输系统，即，将控制对象电压设定为第2直流电压源12的输出电压V2，在第2直流电压源12的输出电压V2低于其额定电压Vr的时候从第I直流电压源11将电力提供给第2直流电压源12(实行牵引动作)并对第2直流电压源12实施充电，另外，在第2直流电压源12的输出电压V2高于其额定电压Vr的时候通过使第2直流电压源12放电从而从第2直流电压源12将电力提供给第I直流电压源11(实行再生动作)。
[0060]第一，在输出电压V2低于额定电压Vr的时候(例如在将额定电压Vr设定为100V的时候也就是在输出电压V2为98V的时候)，电力传输系统I实行牵引动作并从第I直流电压源11将电力提供给第2直流电压源12 ο在此情况下，在输出电压V2高于输出电压Vl的时候(例如输出电压Vl为90V的时候)电力传输系统I实行在第I象限上的动作，并将电力提供给第2直流电压源12。为此，将动作象限设定为第I象限的指示被输入到控制部。由此，控制部以图3所表示的时序生成驱动信号Sa ,Sb,Sc,Sd,Sel,Se2, Sfl，Sf 2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2，并输出至第I电力转换部21以及第2电力转换部22。
[0061 ]在该电力传输系统I中，转换器13的第I电力转换部21以及第2电力转换部22通过以该驱动信号Sa ,Sb,Sc,Sd,Sel,Se2, Sfl，Sf 2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2的时序实行斩波动作，从而在控制充电电流值的状态下的充电成为可能。另外，从第I直流电压源11被输出的电力成为与第2直流电压源12进行受电的电力相一致。
[0062]具体地来说关于在该第I象限上的动作，因为V2-V1>0，所以在第2直流输入输出端子Ql，Q2之间如图2所示将第2直流输入输出端子Q2的电压(输出电压VI)作为基准而产生第2直流输入输出端子Ql的电压(输出电压V2)成为高电位的差分电压(V2-V1)。
[0063]由此，在图3中的关于各个驱动信号Sa?Sh2的I个周期T中的电力传输被实行的2个时间段TI，T2当中的时间段Tl，在第I电力转换部21中由驱动信号Sa，Sd仅使开关31，34转移到ON的状态。另外，在第2电力转换部22上由驱动信号Sel，Se2，Shl，Sh2仅使双向开关41，44转移到ON的状态。
[0064]由此，如图5所示在第I电力转换部21上基于输出电压Vl和串联补偿电压[差分电压(V2-V1) X (向第2直流电压源12的充电电流)]的电流从高电位侧的第I直流输入输出端子Pl经由ON状态的开关31、隔离变压器23的初级线圈以及ON状态的开关34流到到达低电位侧的第I直流输入输出端子Pl的路径(用虚线进行表示的路径)。另外，在第2电力转换部22上基于在隔离变压器23的次级线圈感应的电压(交流电压V4中的在同图所表示的极性上的电压)的电流从隔离变压器23的次级线圈的第2交流输入输出端子BI经由由驱动信号Sel，Se2而成为ON状态的双向开关41、线圈49a、电容器49b流到到达由驱动信号Shl，Sh2而成为ON状态的双向开关44、隔离变压器23的次级线圈的第2交流输入输出端子B2的路径(用虚线进行表示的路径)。即，转换器13在该时间段Tl以与输出电压Vl相同的极性将相当于输出电压Vl，V2之间的差分电压的补偿电压Vconv(该差分电压即对于电流流动来说足够的电压值的补偿电压Vconv)输出至电容器49b的两端之间，作为转换器13自身实行牵引动作，将从第I直流电压源11被直接提供给第2直流电压源12的电力的一部分提供给第2直流电压源12。
[0065]另外，在图3所表示的上述时间段T2，在第I电力转换部21中由驱动信号Sb,Sc仅使开关32，33转移至ON状态。另外，在第2电力转换部22中由驱动信号Sfl，Sf2，Sgl，Sg2仅使双向开关42，43转移至ON状态。
[0066]由此，即使是在时间段T2也如图6所示在第I电力转换部21上基于输出电压Vl和串联补偿电力[差分电压(V2-V1) X (向第2直流电压源12的充电电流)]的电流从高电位侧的第I直流输入输出端子Pl经由ON状态的开关33、隔离变压器23的初级线圈以及ON状态的开关32流到到达低电位侧的第I直流输入输出端子Pl的路径(用虚线进行表示的路径)。另外，在第2电力转换部22上基于在隔离变压器23的次级线圈感应的电压(交流电压V4中的在同图所表示的极性上的电压)的电流从隔离变压器23的次级线圈的第2交流输入输出端子B2经由由驱动信号Sg I，Sg2而成为ON状态的双向开关43、线圈49a、电容器49b流到到达由驱动信号Sfl，Sf2而成为ON状态的双向开关42、隔离变压器23的次级线圈的第2交流输入输出端子BI的路径(用虚线进行表示的路径)。总之，转换器13即使是在这个时间段T2也与时间段Tl的时候相同，以与输出电压Vl相同的极性将相当于输出电压Vl，V2之间的差分电压的补偿电压Vconv(该差分电压即对于电流流动来说足够的电压值的补偿电压Vconv)输出至电容器49b的两端之间，作为转换器13自身实行牵引动作，将从第I直流电压源11被直接提供给第2直流电压源12的电力的一部分提供给第2直流电压源12。
[0067]就这样在该电力传输系统I中，通过转换器13也实行牵引动作且经由转换器13将从第I直流电压源11被提供给第2直流电压源12的电力的一部分重叠于第I直流电压源11，并且通过在图3所表示的上述各个时间段Tl，T2控制这个进行重叠的部分，从而从第I直流电压源11被提供给第2直流电压源12的充电电流的电流值被控制(例如被控制成恒定的电流值)。因此，在各个周期T中的两个时间段Tl，Τ2，充电电流从第I直流电压源11经由转换器13流到第2直流电压源12 (电力被提供给第2直流电压源12)，并且第2直流电压源12被充电。
[0068]此时，第2直流电压源12的输出电压V2由充电而渐渐上升，其结果为差分电压(V2-Vl)也渐渐上升，但是控制部控制驱动信号Sa，Sb，Sc，Sd，Sel，Se2，Sfl，Sf2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2的时序并且对应于输出电压V2的上升来使补偿电压Vconv上升。由此，在电力传输系统I中，输出电压V2上升直至到达额定电压Vr，控制转换器13的输出电力(补偿电压)Vconv，通过调整重叠于第I直流电压源11的电力从而以充电电流值被间接性地控制的恒定电流控制模式使第2直流电压源12被充电。充电电力，其一部分经由转换器13—与第I直流电压源11叠加(作加法)，并且继续从第I直流电压源11提供给第2直流电压源12的动作(电力传输系统I的牵引动作)。
[0069]还有，在输出电压V2接近于额定电压Vr之后，控制部通过控制驱动信号Sa，Sb，Sc，Sd，Sel，Se2，Sn，Sf2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2的时序并且从恒定电流控制切换到恒定电压控制来控制转换器13的输出电压(补偿电压)Vconv，从而将第2直流电压源12的输出电压V2维持在额定电压Vr。
[0070]第二，在输出电压V2低于额定电压Vr的时候(例如在将额定电压Vr设定为100V的时候也就是在输出电压V2为98V的时候)，电力传输系统I实行牵引动作并从第I直流电压源11将电力提供给第2直流电压源12。在此情况下，在输出电压V2低于输出电压Vl的时候(例如输出电压Vl为IlOV的时候)电力传输系统I实行在第2象限上的动作，并将电力提供给第2直流电压源12。为此，将动作象限设定为第2象限的指示被输入到控制部。由此，控制部以图4所表示的时序生成驱动信号Sa ,Sb,Sc,Sd,Sel,Se2, Sfl，Sf 2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2，并输出至第I电力转换部21以及第2电力转换部22。
[0071]在该电力传输系统I中，转换器13的第I电力转换部21以及第2电力转换部22通过以该驱动信号Sa ,Sb,Sc,Sd,Sel,Se2, Sfl，Sf 2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2的时序实行斩波动作，从而能够在控制充电电流值的状态下进行充电。另外，从第I直流电压源11被输出的电力成为与第2直流电压源12接受的电力相一致。
[0072]具体地来说关于在该第2象限上的动作，因为V2-V1<0，所以在第2直流输入输出端子Ql，Q2之间如图2所示将第2直流输入输出端子Ql的电压(输出电压V2)作为基准而产生第2直流输入输出端子Q2的电压(输出电压Vl)成为高电位的差分电压(Vl-V2)。
[0073]由此，在图4中的关于各个驱动信号Sa?Sh2的I个周期T中的电力传输被实行的2个时间段Tl，T2当中的时间段Tl，在第2电力转换部22中双向开关42，43由驱动信号Si!，3^，581，582而转移到(^的状态。另外，双向开关41，44被控制到0??状态。在该第2电力转换部22中因为是由所有双向开关41，42，43，44构成，所以双向开关41，42，43，44在0??状态下无论什么样的极性的电压被施加于其两端之间都能够阻止电流通过。在第I电力转换部21中，由驱动信号Sa，Sd仅使开关31，34转移至ON状态。因为具有二极管35，38所以开关31，34的ON并不是必须的，但是通过使其成为ON从而能够减少内部损失。
[0074]由此，如图7所示在第2电力转换部22中基于输出电压V2和串联补偿电压[差分电压(Vl-V2) X (向第2直流电压源12的充电电流)]的电流从高电位侧的第2直流输入输出端子Q2经由ON状态的双向开关42、隔离变压器23的次级线圈、ON状态的双向开关43以及线圈49a流到到达低电位侧的第2直流输入输出端子Ql的路径(用虚线进行表示的路径)。另外，在第I电力转换部21中基于被隔离变压器23的初级线圈感应的电压(交流电压V3中的在同图所表示的极性上的电压)的电流从隔离变压器23的初级线圈的第I交流输入输出端子Al经由由驱动信号Sa而成为ON状态的开关31、第I直流电压源11，并且流到到达由驱动信号Sd而成为ON状态的开关34、隔离变压器23的初级线圈的第I交流输入输出端子A2的路径(用虚线进行表示的路径)。总之，转换器13在该时间段Tl以与输出电压V2相同的极性将相当于输出电压Vl，V2之间的差分电压的补偿电压Vconv(该差分电压，即对于电流流动来说足够的电压值的补偿电压Vconv)施加于电容器49b的两端之间，作为转换器13自身实行再生动作，使从第I直流电压源11被直接提供给第2直流电压源12的电力的一部分返回到第I直流电压源11。
[0075]另外，在图4所表示的上述时间段T2，在第2电力转换部22中，双向开关41，44由驱动信号361，562，5111，5112而转移至(^状态。另外，双向开关41，44被控制到0??状态。在第1电力转换部21上只有开关32，33由驱动信号Sb，Sc而转移至ON状态。因为具有二极管36，37所以开关32，33的ON并不是必须的，但是通过使其成为ON从而能够减少内部损失。
[0076]由此，即使是在时间段T2也如图8所示在第2电力转换部22中基于输出电压V2和串联补偿电力[差分电压(V1-V2) X (向第2直流电压源12的充电电流)]的电流从高电位侧的第2直流输入输出端子Q2经由ON状态的双向开关44、隔离变压器23的次级线圈、ON状态的双向开关41以及线圈49a流到到达低电位侧的第2直流输入输出端子Ql的路径(用虚线进行表示的路径)。另外，在第I电力转换部21上基于在隔离变压器23的初级线圈感应的电压(交流电压V3中的在同图所表示的极性上的电压)的电流从隔离变压器23的初级线圈的第I交流输入输出端子A2经由由驱动信号Sc而成为ON状态的开关33、第I直流电压源11，并且流到到达由驱动信号Sb而成为ON状态的开关32、隔离变压器23的初级线圈的第I交流输入输出端子Al的路径(用虚线进行表示的路径)。总之，转换器13在这个时间段T2也与时间段Tl的时候相同，以与输出电压V2相同的极性将相当于输出电压Vl，V2之间的差分电压的补偿电压Vconv(该差分电压即对于电流流动来说足够的电压值的补偿电压Vconv)施加于电容器49b的两端之间，作为转换器13自身实行再生动作，使从第I直流电压源11被直接提供给第2直流电压源12的电力的一部分返回到第I直流电压源11。
[0077]就这样在该电力传输系统I中，通过转换器13实行再生动作且经由转换器13使从第I直流电压源11被提供给第2直流电压源12的电力的一部分返回到第I直流电压源11，并且通过在图4所表示的上述各个时间段Tl，T2控制这个返回的部分，从而从第I直流电压源11被提供给第2直流电压源12的充电电流的电流值被控制(例如被控制成恒定的电流值)。因此，电力传输系统I通过在该两个时间段Tl，Τ2从第I直流电压源11经由转换器13将电流值被控制的充电电流提供给第2直流电压源12，从而对第2直流电压源12实施充电。
[0078]此时，第2直流电压源12的输出电压V2由充电而渐渐上升，其结果为差分电压(V1-V2)反而渐渐下降，但是控制部控制驱动信号Sa，Sb，Sc，Sd，Sel，Se2，Sfl，Sf 2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2的时序并且对应于输出电压V2的上升来使补偿电压Vconv下降。由此，在电力传输系统I中，输出电压V2上升直至到达额定电压Vr，控制转换器13的输出电力(补偿电压)Vconv，通过调整返回到第I直流电压源11的电力从而以充电电流值被间接性地控制的恒定电流控制模式使第2直流电压源12被充电。该充电电力，其一部分经由转换器13使该充电电力返回(减去)到第I直流电压源11，并且继续所谓从第I直流电压源11提供给第2直流电压源12的动作(电力传输系统I的牵引动作)。
[0079]还有，在输出电压V2接近于额定电压Vr之后，控制部通过控制驱动信号Sa，Sb，Sc，Sd，Sel，Se2，Sn，Sf2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2的时序并且从恒定电流控制切换到恒定电压控制来控制对转换器13的施加电压(补偿电压)Vconv，从而将第2直流电压源12的输出电压V2维持在额定电压Vr。
[0080]第三，在输出电压V2高于额定电压Vr的时候(例如在将额定电压Vr设定为100V时并且在输出电压V2为102V时)，电力传输系统I实行再生动作并从第2直流电压源12将电力提供给第I直流电压源11(返回)。在此情况下，在输出电压Vl高于输出电压V2的时候(例如输出电压Vl为IlOV的时候)电力传输系统I实行在第3象限上的动作，并将电力提供给第I直流电压源U。为此，将动作象限设定为第3象限的指示被输入到控制部。由此，控制部以图4所表示的时序生成驱动信号Sa ,Sb,Sc,Sd,Sel,Se2, Sfl，Sf 2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2，并输出至第I电力转换部21以及第2电力转换部22。
[0081 ]在该电力传输系统I中，转换器13的第I电力转换部21以及第2电力转换部22通过以该驱动信号Sa ,Sb,Sc,Sd,Sel,Se2, Sfl，Sf 2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2的时序实行斩波动作，从而在控制放电电流值的状态下的放电成为可能。另外，从第2直流电压源12被输出的电力成为与第I直流电压源11接受的电力相一致。
[0082]具体地来说关于在该第3象限上的动作，因为V2-V1<0，所以在第2直流输入输出端子Ql，Q2之间如图2所示将第2直流输入输出端子Ql的电压(输出电压V2)作为基准而产生第2直流输入输出端子Q2的电压(输出电压Vl)成为高电位的差分电压(Vl-V2)。
[0083]由此，在图4中的关于各个驱动信号Sa?Sh2的I个周期T中的电力传输被实行的2个时间段TI，T2当中的时间段Tl，在第I电力转换部21中由驱动信号Sa，Sd仅使开关31，34转移到ON的状态。另外，在第2电力转换部22上，只有双向开关42，43由驱动信号Sfl，Sf2，Sgl，Sg2而转移到ON状态。
[0084]由此，如图9所示在第I电力转换部21上基于输出电压Vl和串联补偿电压[差分电压(V1-V2) X (来自第2直流电压源12的再生电流)]的电流从高电位侧的第I直流输入输出端子Pl经由ON状态的开关31、隔离变压器23的初级线圈以及ON状态的开关34流到到达低电位侧的第I直流输入输出端子Pl的路径(用虚线进行表示的路径)。另外，在第2电力转换部22上基于在隔离变压器23的次级线圈感应的电压(交流电压V4中的在同图所表示的极性上的电压)的电流从隔离变压器23的次级线圈的第2交流输入输出端子BI经由由驱动信号Si!，Sf2而成为ON状态的双向开关42、电容器49b流到到达由驱动信号Sgl，Sg2而成为ON状态的双向开关43、隔离变压器23的次级线圈的第2交流输入输出端子B2的路径(用虚线进行表示的路径)。总之，转换器13在该时间段Tl以与输出电压V2相同的极性将相当于输出电压Vl，V2之间的差分电压的补偿电压Vconv(该差分电压即对于电流流动来说足够的电压值的补偿电压Vconv)输出至电容器49b的两端之间，作为转换器13自身实行牵引动作，将从第2直流电压源12被直接提供给第I直流电压源11的电力的一部分提供给第I直流电压源11。
[0085]另外，在图4所表示的上述时间段T2，在第I电力转换部21中由驱动信号Sb,Sc仅使开关32，33转移至ON状态。另外，在第2电力转换部22中，由驱动信号Sel, Se2，Shl，Sh2仅使双向开关41，44转移至ON状态。
[0086]由此，即使是在时间段T2也如图10所示在第I电力转换部21上基于输出电压Vl和串联补偿电力[差分电压(Vl-V2) X (来自第2直流电压源12的再生电流)]的电流从高电位侧的第I直流输入输出端子PI经由ON状态的开关33、隔离变压器23的初级线圈以及ON状态的开关32流到到达低电位侧的第I直流输入输出端子Pl的路径(用虚线进行表示的路径)。另外，在第2电力转换部22上基于在隔离变压器23的次级线圈感应的电压(交流电压V4中的在同图所表示的极性上的电压)的电流从隔离变压器23的次级线圈的第2交流输入输出端子B2经由由驱动信号Shl，Sh2而成为ON状态的双向开关44、电容器49b流到到达线圈49a、由驱动信号Sel，Se2而成为ON状态的双向开关41、隔离变压器23的次级线圈的第2交流输入输出端子BI的路径(用虚线进行表示的路径)。总之，转换器13在这个时间段T2也与时间段Tl的时候相同，以与输出电压V2相同的极性将相当于输出电压Vl，V2之间的差分电压的补偿电压Vconv(该差分电压即对于电流流动来说足够的电压值的补偿电压Vconv)输出到电容器49b的两端之间，作为转换器13自身实行牵引动作，将从第2直流电压源12被直接提供给第I直流电压源11的电力的一部分提供给第I直流电压源11。
[0087]就这样在该电力传输系统I中，通过转换器13实行牵引动作且经由转换器13将从第2直流电压源12被提供给第I直流电压源11的电力的一部分重叠于第2直流电压源12，并且通过在图4所表示的上述各个时间段Tl，T2控制该重叠的部分，从而从第2直流电压源12被提供给第I直流电压源11的再生电流的电流值被控制(例如被控制成恒定的电流值)ο因此，因为在各个周期T中的两个时间段Tl，Τ2补偿电压Vconv被累积于输出电压V2的电压(V2+Vconv)成为高于输出电压Vl，所以从第2直流电压源12被放电的电力经由转换器13被提供给(被返回到)第I直流电压源11。
[0088]此时，第2直流电压源12的输出电压V2由放电而渐渐下降，其结果为差分电压(V2-VI)相反渐渐上升，但是控制部控制驱动信号Sa，Sb，Sc，Sd，Sel，Se2，Sfl，Sf2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2的时序并且对应于输出电压V2的下降来使补偿电压Vconv上升。由此，在电力传输系统I中，输出电压V2下降直至到达额定电压Vr，控制转换器13的输出电力(补偿电压)Vconv，通过调整重叠于第2直流电压源12的电力从而以充电电流值被间接性地控制的恒定电流控制模式从第2直流电压源12使电力放电。该放电电力，其一部分经由转换器13将该放电电力重叠(作加法)于第2直流电压源12，并且继续从第2直流电压源12提供给第I直流电压源11的动作(电力传输系统I的再生动作)。
[0089]还有，在输出电压V2接近于额定电压Vr之后，控制部通过控制驱动信号Sa，Sb，Sc，Sd1Sel, Se2，Sfl，Sf2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2的时序并且从恒定电流控制切换到恒定电压控制来控制转换器13的输出电压(补偿电压Vconv)，从而将第2直流电压源12的输出电压V2维持在额定电压Vr。
[0090]第四，在输出电压V2高于额定电压Vr的时候(例如在将额定电压Vr设定为10V的时候并在输出电压V2为102V的时候)，电力传输系统I实行再生动作并从第2直流电压源12将电力能提供给(返回到)第I直流电压源11(返回)。在此情况下，在输出电压V2高于输出电压Vl的时候(例如输出电压Vl为90V的时候)电力传输系统I实行在第4象限上的动作，并将电力提供给第I直流电压源11。为此，将动作象限设定为第4象限的指示被输入到控制部。由此，控制部以图3所表示的时序生成驱动信号Sa,Sb,Sc,Sd,Sel,Se2,Sfl, Sf 2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2，并输出至第I电力转换部21以及第2电力转换部22。
[0091]在该电力传输系统I中，转换器13的第I电力转换部21以及第2电力转换部22通过以该驱动信号Sa ,Sb,Sc,Sd,Sel,Se2, Sfl，Sf 2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2的时序实行斩波动作，从而在控制放电电流值的状态下的放电成为可能。另外，从第2直流电压源12被输出的电力成为与第I直流电压源11进行受电的电力相一致。
[0092]具体地来说关于在该第4象限上的动作，因为V2-V1>0，所以在第2直流输入输出端子Ql，Q2之间如图2所示将第2直流输入输出端子Q2的电压(输出电压VI)作为基准而产生第2直流输入输出端子Ql的电压(输出电压V2)成为高电位的差分电压(V2-V1)。
[0093]由此，在图3中的关于各个驱动信号Sa?Sh2的I个周期T中的电力传输被实行的2个时间段Tl，T2当中的时间段Tl，在第2电力转换部22上双向开关41，44由驱动信号Sel，Se2，Shl，Sh2而转移到ON的状态。另外，双向开关42，43被控制成OFF状态。在该第2电力转换部22上因为是全部由双向开关41，42，43，44构成，所以双向开关41，42，43，44在0??状态下无论什么样的极性的电压被施加于其两端之间都能够阻止电流通过。在第I电力转换部21中，由驱动信号Sa，Sd仅使开关31，34转移至ON状态。因为具有二极管35，38所以开关31，34的ON并不是必须的，但是通过使其成为ON从而能够减少内部损失。
[0094]由此，如图11所示在第2电力转换部22上基于输出电压V2和串联补偿电压[差分电压(V2-VI) X (来自第2直流电压源12的再生电流)]的电流从高电位侧的第2直流输入输出端子Ql经由线圈49a、0N状态的双向开关41、隔离变压器23的次级线圈以及ON状态的双向开关44流到到达低电位侧的第2直流输入输出端子Q2的路径(用虚线进行表示的路径)。另夕卜，在第I电力转换部21中基于在隔离变压器23的初级线圈诱发的电压(交流电压V3中的在同图所表示的极性上的电压)的电流从隔离变压器23的初级线圈的第I交流输入输出端子Al经由由驱动信号Sa而成为ON状态的开关31、第I直流电压源11流到到达由驱动信号Sd而成为ON状态的开关34、隔离变压器23的初级线圈的第I交流输入输出端子A2的路径(用虚线进行表示的路径)。总之，转换器13在该时间段Tl以与输出电压Vl相同的极性将相当于输出电压Vl，V2之间的差分电压的补偿电压Vconv(该差分电压即对于电流流动来说足够的电压值的补偿电压Vconv)施加于电容器49b的两端之间，作为转换器13自身实行再生动作，将从第2直流电压源12被输出的电力的一部分提供给第I直流电压源11。
[0095]另外，在图3所表示的上述时间段T2，在第2电力转换部22中双向开关42，43由驱动信号3€1，5€2，581，582而转移至(^状态。另外，双向开关41，44被控制成0??状态。在第1电力转换部21上只有开关32，33由驱动信号Sb ,Sc而转移至ON状态。因为具有二极管36，37所以开关32，33的ON并不是必须的，但是通过使其成为ON从而能够减少内部损失。
[0096]因此，在时间段T2也如图12所示在第2电力转换部22上基于输出电压V2和串联补偿电力[差分电压(V2-V1) X (来自第2直流电压源12的再生电流)]的电流从高电位侧的第2直流输入输出端子Ql经由线圈49a、0N状态的双向开关43、隔离变压器23的次级线圈以及ON状态的双向开关42流到到达低电位侧的第2直流输入输出端子Q2的路径(用虚线进行表示的路径)。另外，在第I电力转换部21上基于在隔离变压器23的初级线圈感应的电压(交流电压V3中的在同图所表示的极性上的电压)的电流从隔离变压器23的初级线圈的第I交流输入输出端子A2经由由驱动信号Sc而成为ON状态的开关33、第I直流电压源11流到到达由驱动信号Sb而成为ON状态的开关32、隔离变压器23的初级线圈的第I交流输入输出端子Al的路径(用虚线进行表示的路径)。即，转换器13在这个时间段T2也与时间段Tl的时候相同，以与输出电压Vl相同的极性将相当于输出电压Vl，V2之间的差分电压的补偿电压Vconv(该差分电压即对于电流流动来说足够的电压值的补偿电压Vconv)施加于电容器49b的两端之间，作为转换器13自身实行再生动作，将从第2直流电压源12被输出的电力的一部分提供给第I直流电压源11。
[0097]就这样在该电力传输系统I中，通过转换器13实行再生动作且将从第2直流电压源12被返回到第I直流电压源11的电力的一部分经由转换器13返回到第I直流电压源11，并且通过在图3所表示的上述各个时间段Tl，T2控制该返回的部分，从而从第2直流电压源12被提供给第I直流电压源11的再生电流的电流值被控制(例如被控制成恒定的电流值)。因此，因为在各个周期T中的两个时间段Tl，Τ2，从输出电压V2减去补偿电压Vconv的电压(V2-Vconv)成为高于输出电压VI，所以从第2直流电压源12被放电的电力经由转换器13被提供给(被返回到)第I直流电压源11。
[0098]此时，第2直流电压源12的输出电压V2由放电而渐渐下降，其结果为差分电压(V2-Vl)渐渐下降，但是控制部控制驱动信号 Sa ,Sb,Sc,Sd,Sel,Se2, Sfl，Sf 2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2的时序并且对应于输出电压V2的下降来使补偿电压Vconv下降。由此，在电力传输系统I中，输出电压V2下降直至到达额定电压Vr，控制转换器13的输出电力(补偿电压)Vconv，通过调整返回到第I直流电压源11的电力从而以充电电流值被间接性地控制的恒定电流控制模式从第2直流电压源12使电力放电。该放电电力，其一部分经由转换器13将该放电电力返回(减去)到第I直流电压源11，并且继续所谓提供给第I直流电压源11的动作(电力传输系统I的再生动作)。
[0099]还有，在输出电压V2接近于额定电压Vr之后，控制部通过控制驱动信号Sa，Sb，Sc，Sd，Sel，Se2，Sn，Sf2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2的时序并且从恒定电流控制切换到恒定电压控制来控制施加到转换器13的施加电压(补偿电压)Vconv，从而维持在第2直流电压源12的输出电压V2的电压值。
[0100]根据该电力传输系统I，通过使用双向开关41，42，43，44来构成第2电力转换部22，从而就能够以仅具有第I电力转换部21和第2电力转换部22以及隔离变压器23的转换器13的结构来实行在4个象限上的动作，并且能够在第I直流电压源11与第2直流电压源12之间以双向传输电力。
[0101]另外，如果由电力传输系统I的话则因为随着能够如图3所示对在第I，4象限上的驱动信号Sa ,Sb,Sc,Sd,Sel,Se2, Sfl，Sf 2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2的时序实施共通化而能够如图4所示对在第 2，3 象限上的驱动信号 Sa ,Sb,Sc,Sd,Sel,Se2, Sfl，Sf 2，Sgl，Sg2，Shl，Sh2 的时序实施共通化，所以能够简化转换器13的控制。
[0102]另外，根据该电力传输系统I，通过具备以互相相反方向的状态被串联连接的作为一对单向性开关元件的开关(就双向开关41而言有开关41a，41b，对于双向开关42来说有开关42a，42b，对于双向开关43来说有开关43a，43b，对于双向开关44来说有开关44a，44b)、以互相相反方向的状态分别并联连接作为一对单向性开关元件的开关的各个的一对二极管(分别在开关41a，41b上为二极管45a, 45b，分别在开关42a, 42b上为二极管46a, 46b，分别在开关43a，43b上为二极管47a，47b，分别在开关44a，44b上为二极管48a，48b)来构成各个双向开关41，42，43，44，从而使用一般的电子元件就能够简单地构成各个双向开关41，42，43，44 ο
[0103]还有，在被用于上述电力传输系统I的转换器13中是采用如图3、4所示以同步方式驱动第2电力转换部22的各个双向开关41，42，43，44的结构(以相同的时序ON.0FF驱动构成各个双向开关41，42，43，44的一对开关的结构)，虽然没有图示但是也能够采用以非同步方式驱动各个双向开关41，42，43，44的结构(例如关于在第1，4象限上的动作，就开关4113，42b，43b，44b而言既在常时ON状态下进行驱动又以图3所表示的时序仅ON.0FF驱动开关41a，42a，43a，44a ；关于在第2，3象限上的动作，相反地，就开关41a，42a，43a，44a而言既在常时ON状态下进彳丁驱动又以图4所表不的时序仅ON.0FF驱动开关41b，42b，43b，44b的结构)。
[0104]另外，被用于上述电力传输系统I的转换器13并不限定于上述结构，也能够使用隔离式的各种各样的双向转换器。例如，也能够使用图13所表示的转换器13A。在该转换器13A中的隔离变压器23A在初级线圈配设有中间抽头从而成为初级线圈具有3个端子的结构。为此，在该转换器13A中的第I电力转换部21A是通过具有被连接于该初级线圈的3个端子的3个第I交流输入输出端子Al，A2，A3并作为推挽式的电力转换电路来进行构成的。还有，对于与转换器13相同的结构来说标注相同的符号并省略重复的说明。
[0105]即使是使用了该转换器13A的电力传输系统I也能够取得与使用了转换器13的电力传输系统I相同的效果。
[0106]另外，还能够使用图14所表示的转换器13B。该转换器13B是通过具备第I电力转换部21B、第2电力转换部22A、隔离变压器23B来构成的。还有，对于与转换器13，13A相同的结构来说标注相同的符号并省略重复的说明。
[0107]在该转换器13B中的第I电力转换部21B是通过将第I电力转换部21中的开关33，34置换成电容器从而作为半桥式的电力转换电路来进行构成的。另外，在该转换器13B中的隔离变压器23B在次级线圈配设有中间抽头从而成为次级线圈具有3个端子的结构。为此，第2电力转换部22B是具有被连接于该次级线圈的3个端子的3个第2交流输入输出端子BI，B2，B3并作为推挽式的电力转换电路(具备双向开关42,44的电力转换电路)来进行构成的。
[0108]另外，还能够使用图15所表示的转换器13C。该转换器13C是通过具备与转换器13相同的第I电力转换部21、与转换器13B相同的第2电力转换部22A、隔离变压器23B来构成的。还有，对于与转换器13，13A，13B相同的结构来说标注相同的符号并省略重复的说明。
[0109]另外，还能够使用图16所表示的转换器13D。该转换器13D具备与转换器13相同的第I电力转换部21以及隔离变压器23并且具备第2电力转换部22B(从第2电力转换部22省去了线圈49a的电路结构)并作为双有源桥(dual active bridge)式来构成的。还有，对于与转换器13相同的结构来说标注相同的符号并省略重复的说明。
[0110]使用了这些转换器13B，13C，13D当中任一个的电力传输系统I都能够取得与使用了转换器13的电力传输系统I相同的效果。
[0111]符号说明
[0112]1.电力传输系统
[0113]11.第I直流电压源
[0114]12.第2直流电压源
[0115]13，13A，13B，13C，13D.转换器
[0116]21，21Α，21Β.第I电力转换部
[0117]22，22Α，22Β.第2电力转换部
[0118]23，23Α，23Β.隔离变压器
[0119]41，42，43，44.双向开关
[0120]41a，41b，42a，42b，43a，43b，44a，44b.开关
[0121]Pl，P2.第I直流输入输出端子
[0122]Ql，Q2.第2直流输入输出端子。
【主权项】
1.一种串联补偿型电力传输系统，其特征在于: 具备:第I直流电压源;第2直流电压源;双向DCDC转换器，一对第I直流输入输出端子中的正侧端子被连接于所述第I直流电压源的正侧输出端子，并且该一对第I直流输入输出端子中的负侧端子被连接于负侧输出端子，一对第2直流输入输出端子中的一方被连接于所述第I直流电压源的正侧输出端子并且所述一对第2直流输入输出端子中的另一方被连接于所述第2直流电压源的正侧输出端子； 所述双向DCDC转换器是作为具备以下构件的转换器来构成的，这些构件分别为:第I电力转换部，具有所述一对第I直流输入输出端子以及一对第I交流输入输出端子并在产生于该第I直流输入输出端子之间的直流与产生于该第I交流输入输出端子之间的交流之间互相进行电力转换;第2电力转换部，具有所述一对第2直流输入输出端子以及至少一对第2交流输入输出端子并在产生于该第2直流输入输出端子之间的直流与产生于该第2交流输入输出端子之间的交流之间互相进行电力转换;隔离变压器，具有连接于所述第I交流输入输出端子的初级侧端子以及连接于所述第2交流输入输出端子的次级侧端子； 所述第I电力转换部中，多个开关被连接成推挽式、半桥式以及全桥式中的任意一种形式， 所述第2电力转换部其多个双向开关被连接成推挽式以及全桥式中的任意一种形式，并且对应于所述第I直流电压源的电压值以及所述第2直流电压源的电压值来控制所述多个开关以及所述多个双向开关的开启/关闭。2.如权利要求1所述的串联补偿型电力传输系统，其特征在于: 所述双向开关通过具备以互相相反方向的状态进行串联连接的一对单向性开关元件、以及以互相相反方向的状态并以与该一对单向性开关元件的各个相反极性的状态被并联连接的一对二极管而构成。
【文档编号】H02J7/00GK105990877SQ201610158181
【公开日】2016年10月5日
【申请日】2016年3月18日
【发明人】岩谷生, 岩谷一生, 宮崎敏昌, 东海林和
【申请人】Tdk株式会社