一种压接型igbt串联的电容推挽线性隔离高电位自取能电路的制作方法
【专利摘要】本发明提供一种压接型IGBT串联的电容推挽线性隔离高电位自取能电路，包括前馈取能电路和DC-DC取能变换器；所述前馈取能电路并联在压接型IGBT的漏极和栅极之间，所述前馈取能电路通过DC-DC取能变换器连接GU驱动板，所述GU驱动板的输出端连接压接型IGBT的栅极。本发明提供的压接型IGBT串联的电容推挽线性隔离高电位自取能电路，利用大容量电容器作为能量池，以电容推挽的工作方式实现自动均压，最终实现高压IGBT在串联应用条件下自取能供给IGBT驱动保护电路。
【专利说明】
一种压接型IGBT串联的电容推挽线性隔离高电位自取能 电路
技术领域
[0001] 本发明涉及一种自取能电路，具体涉及一种压接型IGBT串联的电容推挽线性隔 离高电位自取能电路。
【背景技术】
[0002] 《国家中长期科学和技术发展规划纲要（2006- 2020年）》明确提出，"提高能源区 域优化配置的技术能力，重点开发安全可靠的先进电力输配技术，实现大容量、远距离、高 效率的电力输配"，并将"超大规模输配电和电网安全保障"列为能源领域的优先主题之一。 另一方面，国家"十二五"规划明确指出，"推进智能电网建设，切实加强城乡电网建设与改 造，增强电网优化配置电力能力和供电可靠性"。高压大功率电力电子技术的发展为电力系 统先进电力输配电技术和大容量远距离高效率输配电技术提供了重要的支撑。高压大功率 电力电子技术是可关断器件及其应用技术的基础。目前，最主流的可关断器件IGBT分为模 块型IGBT和压接型IGBT。与之对应的电力系统电力电子装置分为基于模块型IGBT的多电 平主电路拓扑和基于压接型IGBT的串联型两电平拓扑。国际上还提出了压接型IGBT串联 阀和模块化多电平拓扑相结合的第三代换流器拓扑。由于基于压接型IGBT的串联型电压 源换流器具有很多优点，因此，压接型IGBT将成为未来电网柔性直流输电、灵活交流输电、 定制电力和新能源并网等领域的核心器件。压接型IGBT应用的最核心的技术是驱动保护 技术。IGBT驱动保护技术作为上层控制保护系统和主电路的接口技术，发挥着重要的纽带 作用。驱动单元是联系强电与弱电的中间环节，要求既具有高速信息处理能力又具有功率 驱动能力和高压大电流检测保护能力。所以，压接型IGBT驱动技术是压接型IGBT应用的 最核心技术，也是电力系统用电力电子装置最核心的技术之一。
[0003] 目前高压大功率电力电子装置往往采用以下四种方式：
[0004] (1)将多个低压小功率电压源换流器输出通过变压器多重化叠加技术得到高压大 功率输出；
[0005] (2)在低压小功率电压源换流器的交流输出端分别使用变压器进行升降压，中间 环节仍然采用低压换流器；
[0006] (3)使用多电平输出的主电路拓扑；
[0007] (4)电力电子器件直接串联的两电平拓扑。
[0008] 第四种方式两电平主电路拓扑具有结构简单、器件使用数量少、控制简单、可靠性 高等特点。虽然国外有研究机构进行IGBT串联技术的研究，但鲜见报道。直到现在，真正 实现商业应用的只有ABB公司。
[0009] 高电位自取能技术：由于压接型IGBT在串联工作时各门级驱动单元工作在不同 的电位上，需要采用光纤隔离。研究如何在各串联的压接型IGBT上独立实现高电位自取能 功能，为对应的IGBT驱动保护电路提供稳定的供电是门级驱动保护单元的关键技术。由于 压接型IGBT端电压波动非常大，而门级驱动保护单元对供电的要求非常高，因此，高电位 自取能技术是关键技术也是难点所在。高压IGBT串联应用的难点是主动均压控制技术，而 高电位自取能技术是实现主动均压控制的先决条件。
【发明内容】
[0010] 为了克服上述现有技术的不足，本发明提供一种压接型IGBT串联的电容推挽线 性隔离高电位自取能电路，利用大容量电容器作为能量池，以电容推挽的工作方式实现自 动均压，最终实现高压IGBT在串联应用条件下自取能供给IGBT驱动保护电路。
[0011] 为了实现上述发明目的，本发明采取如下技术方案：
[0012] 本发明提供一种压接型IGBT串联的电容推挽线性隔离高电位自取能电路，所述 电路包括前馈取能电路和DC-DC取能变换器；所述前馈取能电路并联在压接型IGBT的漏极 和栅极之间，所述前馈取能电路通过DC-DC取能变换器连接GU驱动板，所述GU驱动板的输 出端连接压接型IGBT的栅极。
[0013] 所述前馈取能电路包括续流二极管D、静态均压电阻Rs、动态阻尼回路和取能二 极管V ;所述动态阻尼回路包括串联的动态吸收电容Cd和动态吸收电阻Rd。
[0014] 所述续流二极管D的阳极连接压接型IGBT的源极，其阴极连接压接型IGBT的漏 极；所述静态均压电阻Rs和动态阻尼回路均并联在续流二极管D的两端；所述取能二极管 V的阳极连接续流二极管D的阴极，其阴极连接DC-DC取能变换器。
[0015] 所述DC-DC取能变换器包括m个串联的取能变换单元。
[0016] 所述取能变换单元包括取能电容Cs、取能子单元T和均流二极管Z ;
[0017] 所述取能电容Cs与取能子单元T并联，所述取能子单元T通过均流二极管Z连接 ⑶驱动板，为⑶驱动板供电。
[0018] 所述取能子单元T包括取能子单元T的输入端采取推挽串联方式，其输出端采用 均流二极管Z并联方式。
[0019] 所述取能子单元T包括启动电路、控制电路、线性隔离变压器B、M0SFET开关管Q、 整流二极管Vd和滤波电容CL ;
[0020] 所述启动电路通过控制电路连接M0SFET开关管Q的栅极，所述启动电路同时连接 线性隔离变压器B的原边线圈，所述原边线圈的另一端连接M0SFET开关管Q的漏极，所述 M0SFET开关管Q的源级接地；所述线性隔离变压器B副边线圈一端接地，另一端连接整流 二极管Vd的正极，整流二极管Vd的负极通过滤波电容CL接地。
[0021] 与现有技术相比，本发明的有益效果在于：
[0022] A.分为m个取能子单元，实现电容推挽线性隔离高电位自取能子单元的自动均 压；
[0023] B.由于输入电压的成倍降低可以将取能电容的容量做大；
[0024] C.由于输入电压的成倍降低可以大大降低取能回路电压建立时间；
[0025] D.采用线性隔离与均流二极管Z，可以方便实现取能子单元的自动均压；
[0026] E.采用电容推挽线性隔离高电位自取能，取能回路电压建立时间和取能电容的容 值均可以自行控制，因此可以非常简单的解决串联IGBT的阀端均压。
【附图说明】
[0027] 图1是本发明实施例中压接型IGBT串联的电容推挽线性隔离高电位自取能电路 结构图；
[0028] 图2是本发明实施例中取能子单元T结构原理图；
[0029] 图3是本发明实施例中启动回路结构原理图；
[0030] 图4是本发明实施例中启动回路技术指标不意图；
[0031] 图5是本发明实施例中压接型IGBT串联的电容推挽线性隔离高电位自取能电路 应用原理图。
【具体实施方式】
[0032] 下面结合附图对本发明作进一步详细说明。
[0033] 如图1，本发明提供一种压接型IGBT串联的电容推挽线性隔离高电位自取能电 路，所述电路包括前馈取能电路和DC-DC取能变换器；所述前馈取能电路并联在压接型 IGBT的漏极和栅极之间，所述前馈取能电路通过DC-DC取能变换器连接GU驱动板，所述GU 驱动板的输出端连接压接型IGBT的栅极。
[0034] 所述前馈取能电路包括续流二极管D、静态均压电阻Rs、动态阻尼回路和取能二 极管V ;所述动态阻尼回路包括串联的动态吸收电容Cd和动态吸收电阻Rd。
[0035] 所述续流二极管D的阳极连接压接型IGBT的源极，其阴极连接压接型IGBT的漏 极；所述静态均压电阻Rs和动态阻尼回路均并联在续流二极管D的两端；所述取能二极管 V的阳极连接续流二极管D的阴极，其阴极连接DC-DC取能变换器。
[0036] 所述DC-DC取能变换器包括m个串联的取能变换单元。
[0037] 所述取能变换单元包括m个取能电容Cs、m个取能子单元T和m个均流二极管Z ;
[0038] 所述取能电容Cs与取能子单元T并联，所述取能子单元T通过均流二极管Z连接 ⑶驱动板，为⑶驱动板供电。
[0039] 所述取能子单元T包括取能子单元T的输入端采取推挽串联方式，其输出端采用 均流二极管Z并联方式。
[0040] m个取能子单元的输入采取电容推挽串联的工作方式，输出采用具有自动均流功 能的并联工作方式。将高达4500V输入电压进行分解，每个取能子单元的输入电压降低m 倍，从而在器件耐压水平上降低了 m倍，同时也大大降低了制造成本。此外，电容容值的大 小直接影响串联IGBT阀端电压均衡度，理论上电容容值越大均衡度就越好，然而当输入电 压为4500V时，电容容值通常会低于luF，本申请中每个取能子单元的输入电压降低m倍，则 电容容值很容易做到很大，从而实现了大容量电容的稳压作用。
[0041] 如图2,所述取能子单元T包括启动电路、控制电路、线性隔离变压器B、M0SFET开 关管Q、整流二极管Vd和滤波电容CL ;
[0042] 所述启动电路通过控制电路连接M0SFET开关管Q的栅极，所述启动电路同时连接 线性隔离变压器B的原边线圈，所述原边线圈的另一端连接M0SFET开关管Q的漏极，所述 M0SFET开关管Q的源级接地；所述线性隔离变压器B副边线圈一端接地，另一端连接整流 二极管Vd的正极，整流二极管Vd的负极通过滤波电容CL接地。
[0043] 启动电路主要实现在15-450宽电压输入范围条件下获得足够的电能供给控制电 路使用；控制电路主要完成Mosfet开关管Q斩波控制。取能子单元T所要完成的任务是实 现直流降压电压变压器的功能。
[0044] 由m取能变换单元构成的DC-DC取能变换器工作过程如下：在m个取能子单元 Tl-Tm中输入端低电压大容量电容器Cs的储能电压一定存在一个电压最高的一路，最高的 一路取能子单元T将带GU驱动板负载运行，其他电压较低的取能子单元T必然空载运行， 带负载运行的那一路取能子单元T随着时间的推移必然会导致低电压大容量电容器Cs的 储能电压降低，进而会转入空载运行，负载电流将由其他的低电压大容量电容器Cs储能电 压最高的那一路取能子单元T承担，从而形成电容电压的自动均衡调节，最终实现串联低 电压大容量电容器Cs电容的均压运行。由于每只Cs电容上的电压较低，不仅电容器容值 可以设计的较大、线性隔离环节设计难度降低，而且线性隔离模块的输入范围可以较宽，能 够适应15-450V电压输入条件下启动。
[0045] 以下以±10kV电压等级为例，描述启动电路的设计、控制电路设计以及线性隔离 变压器参数设计原则。
[0046] 1)电力电子阀连接方式：上桥臂为21串/相，下桥臂为21串/相。
[0047] 2)压接型IGBT参数见表1 :
[0048] 表 1
[0049]
[0050] 3)静态均压电阻Rsn :25K/400W，水冷却散热。
[0051] 通过式（1)即可确定取能电容Cs的容值，有：
[0052]
CD
[0053] 其中，P为GU驱动板消耗的功率，Cs为取能电容的容值，Ul，U2为取能电容的端电 压，Ts为高位取能回路电压建立时间。
[0054] 通过公式⑵可以确定出串联IGBT最大阀端电压差，有：
[0055] (η-1) X max ( Δ Uqd) +Un< Κ α nVCES (2)
[0056] 其中：η为阀串联数，max (Δ Uqd)最大阀端电压差值，Un为第η只压接型IGBT的 静态工作电压值，V eES为每只压接型IGBT最大集射级电压最大值，Κ α为IGBT阀端电压裕 度。首先根据公式（2)、实际工程中IGBT串联数目以及IGBT具体型号对应参数即可计算 出max (AUqd)最大阀端电压差值，其次在现有的技术手段下确定合理的高位取能电源电压 建立时间Ts，最后根据公式（1)即可确定出合理的取能电容Cs数值。
[0057] 由公式（1)可知，IGBT串联高位取能电压均衡主要由取能回路电压建立时间与取 能电容Cs共同决定。原则上取能回路电压建立时间越小越好，但在实际工程设计中取能回 路电压建立时间主要由输入电压的限制。由于IGBT串联应用领域均为高电压大电流领域， IGBT的集射级电压最大值Vces-般在0-4500V之间，因此在如此高的输入电压下要想大幅 减少取能回路电压建立时间是非常困难的。
[0058] 为了尽最大可能降低取能回路电压建立时间，将高压输入利用电容推挽工作方 式将电压成倍降低，其结果是在较低的输入电压下降低取能回路电压建立时间是可行的。 具体启动回路如图3所示，其中在启动回路中选择一款电路为LR8,其输入电压范围为 15V-450V，启动时间为300us。具体指标见图4所示。
[0059] 随着压接型IGBT的集射级电压最大值Vces的升高并达到启动电压后，必然有一 只取能电容所带的线性隔离电源先建立其工作电压并带上GU驱动板负载，从而导致取能 电容的电压下降，其下降速度按照公式（1)可以解析求解，最终结果导致这只取能电容所 带取能子单元将停止工作。再次升高压接型IGBT的集射级电压最大值Vces，多只取能子单 元将轮流工作带GU驱动板工作，这组要取决于线性隔离电源和均流二极管Z，由于这两个 因素实现了多只大容量电容推挽取能的自动均压。
[0060] 在IGBT串联应用模式下，从IGBT源漏极之间直接取得电能供压接型IGBT驱动电 路能量的方法被称为高电位自取能，其优点为电气结构简单、附加器件数量最少，尤其在高 压柔直输电应用领域中，高电位自取能方案是其唯一选择。压接型IGBT串联条件下高电位 自取能应用如图5所示，由η个高压IGBT串联构成一组桥臂，其工作特点如下，其一：在串 联应用模式下，单只压接型IGBT所承受的阀端电压的范围为0-4500V，由此可知，高电位自 取能回路的输入电压非常高、动态范围特别大；其二：由电工基本理论可知：在并联应用条 件下所要解决的关键技术是均流问题，而在串联应用条件下所要解决的关键技术则是均压 问题。压接型IGBT串联条件下高电位自取能应用方案中，每一路高电位自取回路均连接在 每只压接型IGBT的源漏极之间，因而高电位自取能回路对串联压接型IGBT阀端电压均衡 具有较大的影响。
[0061] 本发明在串联压接型IGBT桥臂斩波过程中的具体工作过程及优势：在压接型 IGBT关断过程中，当压接型IGBT阀端电压大于取能电容Cs的端电压时，对取能电容进行充 电，为GU提供能量，在压接型IGBT导通过程中，取能二极管Vn反向截止，不影响串联压接 型IGBT的开关过程。DC-DC取能变换器的输入并联在取能电容Cs两端实现直流电压降压 的功能，为驱动电路GU提供适合的电压与功率，GU为驱动保护电路并联在DC-DC取能变换 器输出端。此外由于取能电容Cs的存在，在压接型IGBT由导通过渡到关断时，会在一定程 度上吸收尖峰过电压。从而本发明所采用的自取能电路具有事半功倍的作用。
[0062] 最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，所 属领域的普通技术人员参照上述实施例依然可以对本发明的【具体实施方式】进行修改或者 等同替换，这些未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，均在申请待批的本发 明的权利要求保护范围之内。
【主权项】
1. 一种压接型IGBT串联的电容推挽线性隔离高电位自取能电路，其特征在于：所述电 路包括前馈取能电路和DC-DC取能变换器；所述前馈取能电路并联在压接型IGBT的漏极和 栅极之间，所述前馈取能电路通过DC-DC取能变换器连接GU驱动板，所述GU驱动板的输出 端连接压接型IGBT的栅极。2. 根据权利要求1所述的压接型IGBT串联的电容推挽线性隔离高电位自取能电路，其 特征在于：所述前馈取能电路包括续流二极管D、静态均压电阻Rs、动态阻尼回路和取能二 极管V ;所述动态阻尼回路包括串联的动态吸收电容Cd和动态吸收电阻Rd。3. 根据权利要求2所述的压接型IGBT串联的电容推挽线性隔离高电位自取能电路，其 特征在于：所述续流二极管D的阳极连接压接型IGBT的源极，其阴极连接压接型IGBT的漏 极；所述静态均压电阻Rs和动态阻尼回路均并联在续流二极管D的两端；所述取能二极管 V的阳极连接续流二极管D的阴极，其阴极连接DC-DC取能变换器。4. 根据权利要求1或3所述的压接型IGBT串联的电容推挽线性隔离高电位自取能电 路，其特征在于：所述DC-DC取能变换器包括m个串联的取能变换单元。5. 根据权利要求4所述的压接型IGBT串联的电容推挽线性隔离高电位自取能电路，其 特征在于：所述取能变换单元包括取能电容Cs、取能子单元T和均流二极管Z ; 所述取能电容Cs与取能子单元T并联，所述取能子单元T通过均流二极管Z连接GU 驱动板，为GU驱动板供电。6. 根据权利要求5所述的压接型IGBT串联的电容推挽线性隔离高电位自取能电路，其 特征在于：所述取能子单元T包括取能子单元T的输入端采取推挽串联方式，其输出端采用 均流二极管Z并联方式。7. 根据权利要求5所述的压接型IGBT串联的电容推挽线性隔离高电位自取能电路， 其特征在于：所述取能子单元T包括启动电路、控制电路、线性隔离变压器B、MOSFET开关管 Q、整流二极管Vd和滤波电容CL ; 所述启动电路通过控制电路连接MOSFET开关管Q的栅极，所述启动电路同时连接线 性隔离变压器B的原边线圈，所述原边线圈的另一端连接MOSFET开关管Q的漏极，所述 MOSFET开关管Q的源级接地；所述线性隔离变压器B副边线圈一端接地，另一端连接整流 二极管Vd的正极，整流二极管Vd的负极通过滤波电容CL接地。
【文档编号】H02M3/337GK105991006SQ201510064630
【公开日】2016年10月5日
【申请日】2015年2月6日
【发明人】李卫国, 赵东元, 蔚泉清
【申请人】国家电网公司, 国网智能电网研究院