一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益dc-dc变换器的制造方法
【专利摘要】本发明公开了一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益DC?DC变换器，属于电力电子变换器的技术领域。它包括输入单元和输出单元，还包括钳位电路和倍压单元，其中，所述的输入单元与钳位电路连接，钳位电路的两端分别串联第一续流二极管D2和储能电容C2后，与倍压单元连接，倍压单元和储能电容C2一起向输出单元放电，当开关管断开时，能够完全与输入电源断开，防止对操作人员产生电力危害，保护操作人员的安全，因此该变换器的安全性能很高，且开关管近似零电流导通，减小了开关损耗，该变换器具有较高的电压增益，开关管电压应力低，安全性能高，转换效率高等特点，因此具有很高的应用价值。
【专利说明】
一种混合开关电容与耦合电感的高电压増益DC-DC变换器
技术领域
[0001] 本发明涉及电力电子变换器的技术领域，尤其涉及一种混合开关电容与耦合电感 的高电压增益DC-DC变换器。
【背景技术】
[0002] 升压变换器被广泛应用于工业领域，比如新能源发电、燃料电池等场合，传统的 Boost变换器因结构简单得到广泛应用，但电路损耗大，效率低，升压受限，当需要较高的输 出电压时，传统的Boost电路很难实现;现有技术中提出的高增益直流升压变换器的拓扑结 构有:级联型Boost变换器，虽提高电压增益，但电路结构复杂，控制难度大且转换效率低； 带开关电容的升压变换器，虽然减小了开关管的电压应力，但是若想得到较高的电压增益， 需要多个开关电容进行级联，但多个开关电容级联后会导致开关器件的电流应力过大并使 开关管导通损耗增大，且在对电容充放电时会产生电流尖峰;在传统的Boost电路中将电感 替换成耦合电感的高增益变换器，通过合理设计耦合电感匝比来实现高电压输出，但是耦 合电感中存在的漏感，会造成开关管两端产生很大的电压尖峰，且开关管两端电压应力很 大，影响直流变换器的转换效率。
[0003] 中国发明专利，公开号:CN 103427660 A，【公开日】：2013.12.04,公开了一种两绕组 耦合电感倍压式单开关高增益变换器，包括Boost电路，耦合电感倍压单元电路以及输出电 路，利用第一电容限制开关管承受的电压应力，第二电容回收漏感中的能量，提高变换器的 效率，提高了电压增益，该专利公开的变换器，当开关管导通时，耦合电感将能量从输入电 源传递到副边绕组和第二电容中，不足之处在于：1)开关管关断时，输入电源和励磁电感向 第一电容充电，副边绕组和第二电容向负载供电，在开关管关断时，该变换器不能够和输入 电源完全隔离，变换器存在安全隐患，对操作人员的安全构成威胁，不利于推广应用；2)在 选择常用的耦合电感匝数比（即耦合电感匝数比n = l-3)的条件下，调节占空比，该变换器 的电压增益不是很大，如果通过进一步增大耦合电感匝比和占空比，来提高该变换器的电 压增益，会对变换器整体性能产生影响。
[0004] 1.发明要解决的技术问题
[0005] 针对现有技术的升压电路变比不高，开关管电压应力较高的问题，本发明提供了 一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益DC-DC变换器。它的安全性能高，升压变比高， 且开关管的电压应力小，转换效率高。
[0006] 2.技术方案
[0007] 为解决上述问题，本发明提供的技术方案为：
[0008] -种混合开关电容与親合电感的高电压增益DC-DC变换器，包括输入单元和输出 单元，其特征在于，还包括钳位电路和倍压单元，其中，所述的输入单元与钳位电路连接，钳 位电路的一端与第一续流二极管D 2的阳极连接，钳位电路的另一端与储能电容C2的负极连 接后，第一续流二极管仏的阴极与倍压单元的一端连接，倍压单元的另一端与储能电容(： 2的 正极连接，倍压单元和储能电容C2-起向输出单元放电。
[0009] 优选地，所述的输入单元包括输入电源Vin和功率开关管S，输入电源正极和 功率开关管S的漏极相连，功率开关管S的源极和耦合电感原边绕组NP的第一端子1以及钳 位电容α的负极相连，親合电感原边绕组N P的第二端子2和输入电源Vin的负极相连。
[0010] 优选地，所述的钳位电路包括耦合电感原边绕组Np、钳位电容心和钳位二极管Di， 其中，钳位电容Ci的正极和钳位二极管Di的阴极以及第一续流二极管D 2的阳极相连接，钳位 二极管Di的阳极、耦合电感原边绕组Np的第二端子2和储能电容C2的负极均与输入电源V in的 负极相连。
[0011] 优选地，所述的倍压单元包括耦合电感副边绕组Ns和倍压电容C3,其中，第一续流 二极管D2的阴极、耦合电感副边绕组Ns的第一端子1和倍压电容C 3的负极连接在同一结点， 耦合电感副边绕组Ns的第二端子2和耦合电感原边绕组NP的第一端子1互为同名端，储能电 容&的正极以及第二续流二极管D 3的阳极均与耦合电感副边绕组Ns的第二端子2相连，倍压 电容C3的正极、第二续流二极管D 3的阴极和输出二极管D4的阳极连接在同一结点。
[00?2]优选地，所述的输出单兀包括输出二极管D4、输出电容Co和负载电阻R，其中，输出 二极管D4的阴极和输出电容Co的正极相连，负载电阻R的两端连接在输出电容Co的正极和负 极上，输出电容Co的负极、储能电容C 2的负极、钳位二极管Di的阳极和耦合电感原边绕组NP 的第二端子2均与输入电源Vin的负极相连。
[0013] 3.有益效果
[0014] 采用本发明提供的技术方案，与现有技术相比，具有如下有益效果：
[0015] (1)本发明通过储能电容以及倍压单元，增加了变换器的升压变比;使之在较小的 占空比及耦合电感匝比的情况下，能得到很高的输出电压，适用范围广泛；
[0016] (2)本发明通过钳位电路回收并利用耦合电感的漏感能量，抑制了开关管的电压 尖峰，使开关管电压应力减小，有利于选取低电压等级，低导通电阻的开关器件，一方面提 高了变换器的安全性能，另一方面节约了变换器的电路制作成本；
[0017] (3)本发明的变换器，当开关管关断时，能够完全与输入电源断开，起到了隔离作 用，防止输入电源侧的电流进行回流，保护操作人员的安全，因此该变换器的安全性能很 尚，
[0018] (4)本发明的开关管以近似零电流开通，减小了开关管功率损耗，提高了变换器的 转换效率；
[0019] (5)本发明的变换器只含有一个功率开关管，电路制作成本低，开关管的驱动电路 结构简单，易于实现，能够提高变换器整体的可靠性；
[0020] (6)本发明的直流变换器的电压增益高，能够在新能源发电、燃料电池等场合得到 广泛应用，对直流变换器选择常用的耦合电感的匝数比后，单个光伏电池输出的电压经过 储能电容以及倍压单元进行升压，得到的输出电压能够达到所需要的母线电压水平；
[0021] (7)本发明电压增益高，耦合电感的匝数比不需要太大，即可实现低直流电压输 入，高直流电压输出的效果，从而避免了因耦合电感的匝数比过高所带来的漏感、寄生电容 等参数增加，引起电压和电流尖峰的问题，因此提高了直流变换器的整体性能。
【附图说明】
[0022]图1为本发明的电路结构图；
[0023] 图2为本发明的电路等效图；
[0024] 图3为本发明直流变换器工作于CCM模式下的关键波形图；
[0025] 图4为本发明直流变换器开关模态Uto，^]等效电路图；
[0026] 图5为本发明直流变换器开关模态2[以42]等效电路图；
[0027] 图6为本发明直流变换器开关模态3[t2，t3]等效电路图；
[0028] 图7为本发明直流变换器开关模态4[t3，t4]等效电路图；
[0029 ]图8为本发明直流变换器开关模态5 [ t4，t5 ]等效电路图；
[0030]图9为三种变换器在匝比n = 3时稳态电压增益和占空比之间的关系曲线图。
【具体实施方式】
[0031]为进一步了解本发明的内容，结合附图及实施例对本发明作详细描述。
[0032]结合图1，一种混合开关电容与親合电感的高电压增益DC-DC变换器，包括输入单 元和输出单元，其特征在于，还包括钳位电路和倍压单元，其中，所述的输入单元与钳位电 路连接，钳位电路的一端与第一续流二极管出的阳极连接，钳位电路的另一端与储能电容C 2 的负极连接后，第一续流二极管〇2的阴极与倍压单元的一端连接，倍压单元的另一端与储 能电容C2的正极连接，倍压单元和储能电容C2-起向输出单元放电。
[0033]输入单元包括输入电源Vin和功率开关管S，输入电源Vin的正极和功率开关管S的 漏极相连，功率开关管S的源极和耦合电感原边绕组NP的第一端子1以及钳位电容Ci的负极 相连，耦合电感原边绕组Np的第二端子2和输入电源V in的负极相连。
[0034]钳位电路包括耦合电感原边绕组NP、钳位电容心和钳位二极管Di，其中，钳位电容 Ci的正极和钳位二极管Di的阴极以及第一续流二极管D2的阳极相连接，钳位二极管Di的阳 极、耦合电感原边绕组Np的第二端子2和储能电容C 2的负极均与输入电源Vin的负极相连。 [0035]倍压单元包括耦合电感副边绕组Ns和倍压电容C 3,其中，第一续流二极管D2的阴 极、耦合电感副边绕组Ns的第一端子1和倍压电容C 3的负极连接在同一结点，耦合电感副边 绕组Ns的第二端子2和耦合电感原边绕组Np的第一端子1互为同名端，储能电容(： 2的正极以 及第二续流二极管D3的阳极均与耦合电感副边绕组Ns的第二端子2相连，倍压电容C 3的正 极、第二续流二极管D3的阴极和输出二极管D4的阳极连接在同一结点。
[0036]输出单兀包括输出二极管D4、输出电容Co和负载电阻R，其中，输出二极管D4的阴极 和输出电容Co的正极相连，负载电阻R的两端连接在输出电容Co的正极和负极上，输出电容 Co的负极、储能电容C2的负极、钳位二极管Di的阳极和耦合电感原边绕组Np的第二端子2均 与输入电源Vin的负极相连。
[0037] 实施例1直流变换器的电路连接方式
[0038] 本实施例提出的直流变换器参考图1所示，具体连接方式如下：
[0039] 输入电源Vin的正极和功率开关管S的漏极相连，功率开关管S的源极和耦合电感原 边绕组Np的第一端子1以及钳位电容Q的负极相连，耦合电感原边绕组Np的第二端子2和输 入电源V in的负极相连。
[0040] 钳位电容心的正极和钳位二极管Di的阴极以及第一续流二极管02的阳极相连接， 钳位二极管Di的阳极、耦合电感原边绕组Np的第二端子2和储能电容C 2的负极均与输入电源 Vin的负极相连。
[0041]第一续流二极管出的阴极、耦合电感副边绕组Ns的第一端子1和倍压电容C3的负极 连接在同一结点，耦合电感副边绕组Ns的第二端子2和耦合电感原边绕组NP的第一端子1互 为同名端，储能电容C 2的正极以及第二续流二极管D3的阳极均与耦合电感副边绕组Ns的第 二端子2相连，倍压电容C 3的正极、第二续流二极管D3的阴极和输出二极管D4的阳极连接在 同一结点。
[0042]输出二极管D4的阴极和输出电容Co的正极相连，负载电阻R的两端连接在输出电容 Co的正极和负极上，输出电容Co的负极、储能电容C2的负极、钳位二极管0:的阳极和耦合电 感原边绕组N P的第二端子2均与输入电源Vin的负极相连。
[0043]图2为该直流变换器的等效电路图，其中双绕组耦合电感由双绕组理想变压器、折 合到双绕组理想变压器原边的漏感Lk和并接到原边的励磁电感Lm等效表示。
[0044] 图3所示为该直流变换器工作在CCM模式下的关键波形，即功率开关管S的驱动电 压ug、励磁电感U的电流iLm、漏感Lk的电流iLk、耦合电感副边绕组N s的电流i s、流过开关管S 的电流iDs、钳位二极管Di的电流iD1、第一续流二极管D2的电流i D2、第二续流二极管D3的电流 i D3、输出二极管D4的电流i D4在一个开关周期中的波形。
[0045] 实施例2直流变换器的工作模态
[0046] 本实施例中的变换器的电路结构与【具体实施方式】和实施例1中的电路结构类似， 在连续工作模式下分为五个开关模态，详细分析如下：
[0047]模态1 [to，ti]:如图3和图4所不，在t = to时亥[|，功率开关管S的驱动电压ug从低电 平变为高电平，功率开关管S导通，根据图3中流过功率开关管S的电流iDs的波形可知，开关 管S近似零电流导通，减小了功率开关管S开启时的功率损耗;输入电源V in对励磁电感Lm、漏 感Lk充电，励磁电感Lm通过親合电感副边Ns向负载提供能量，親合电感副边绕组Ns、储能电 容(： 2和倍压电容C3串联通过输出二极管D4对输出电容Co和负载R放电。漏感Lk的电流iLk线性 增大，親合电感副边绕组N s的电流is快速减小，当漏感电流iu增加到和励磁电感电流km相 等时，该模态结束。
[0048]模态2[以山]:如图3和图5所示，在t = ti时刻，第一续流二极管D2导通，输入电源 Vin和钳位电容&串联通过耦合电感副边绕组Ns和第一续流二极管D2对储能电容C 2充电，励 磁电感U的电流km和漏感Lk的电流kk线性增加，励磁电感U通过耦合电感副边绕组Ns及第 二续流二极管D 3对倍压电容C3充电，耦合电感副边绕组Ns的电流is反方向增加，钳位二极管 Di和第二续流二极管D4反向截止，输出电容Co对负载R供电，当功率开关管S关断时，该模态 结束。
[0049]模态3[t2，t3]:如图3和图6所不，在t = t2时亥[|，功率开关管S的驱动电压ug从尚电 平变为低电平时，功率开关管S关断，漏感Lk中储存的能量通过钳位二极管0:向钳位电容Q 释放，漏感Lk的电流iLk快速减小，励磁电感U继续通过耦合电感副边绕组Ns及第二续流二极 管D 3对倍压电容C3充电，耦合电感副边绕组Ns的电流is减小，输出电容Co向负载R供电，当耦 合电感副边绕组N s的电流is减小到零时，该模态结束。
[0050]模态4[ t3，t4]:如图3和图7所示，在t = t3时刻，励磁电感Lm和漏感Lk中储存的能量 继续通过钳位二极管Di向钳位电容Ci释放，励磁电感U的电流km和漏感Lk的电流kk线性减 小，励磁电感Lm通过親親合电感副边绕组Ns向负载提供能量，親合电感副边绕组Ns、储能电 容(： 2和倍压电容C3串联通过输出二极管D4向输出电容Co及负载R供电，耦合电感副边绕组Ns 的电流is线性增加，第一续流二极管D2和第二续流二极管D3因承受反向压降而关断，当漏感 Lk的电流iLk减小到零时，该模态结束。
[0051 ]模态5[t4，t5]:如图3和图8所示，在t = t4时刻，钳位二极管Di自然关断，励磁电感Lm 通过親合电感副边绕组Ns向负载提供能量，励磁电感Lm的电流km继续减小，親合电感副边 绕组Ns、储能电容&和倍压电容C 3串联通过输出二极管D4向输出电容Co及负载R供电。当功率 开关管S的驱动电压ug从低电平变为高电平，功率开关管S导通，该模态结束。
[0052]实施例3直流变换器的电压增益
[0053] 本实施例的电路结构与【具体实施方式】和实施例1的电路结构类似，由实施例1中对 直流变换器的工作模态分析可知，在一个开关周期内，模态1和模态3的时间太短，因此忽 略，只考虑模态2、模态4和模态5，下面对变换器的电压增益进行分析计算。
[0054] 当变换器处于模态2时，根据图5可知：
[0057] VC,=V^ =nVl；=nkVhl (3)。
[0058] 其中，k是親合电感的親合系数，且定义k = Lm/(Lm+Lk)，n是親合电感的01数比，定 义n = Ns/NP，:ff是指当变换器处于模态2时，耦合电感原边绕组NP两端的电压;控是指当变 换器处于模态2时，漏感L k两端的电压;VC3是指倍压电容C3两端的电压;吟1是指当变换器处 于模态2时，耦合电感副边绕组N s两端的电压。
[0059] 当变换器处于模态4时，根据励磁电感和漏感的伏秒平衡原理可得：
[0063]其中，D为功率开关管S的占空比；〇、Kf和对应分别是指当变换器处于模态4 时，漏感U两端的电压，耦合电感原边绕组NP两端的电压和耦合电感副边绕组Ns两端的电 压。
[0064]结合图7,进而可得：
[0068]根据公式(3)，（6)，（8)，推出该变换器输出电压表达式为：
[0072]因为耦合系数k对电压增益影响很小，忽略漏感Lk对耦合电感的影响，则耦合系数 k等于1，则变换器的理想电压增益为：
[0074] 本实施例的直流变换器低直流电压输入，即可得到高直流电压输出，能够在新能 源发电、燃料电池等场合得到广泛应用，根据图3可知，当功率开关管S关断时，功率开关管S 的电流波形iDS的数值为零，根据图6,图7,图8可知，当功率开关管S关断时，能够完全与输入 电源V in断开，起到了隔离作用，防止输入电源Vin侧的电流进行回流，保护操作人员的安全， 因此该变换器具有隔离作用，安全性高。
[0075] 在实际应用中，耦合电感的匝数比η-般常选择为1-3中的一个数值，对本实施例 的直流变换器选择实际应用中的耦合电感常用的匝数比数值时，通过调节功率开关管S的 占空比，经过本实施例的直流变换器的变换，单个光伏电池输出的电压经过储能电容(： 2以 及倍压单元进行升压，得到的输出电压能够达到所需要的母线电压水平。
[0076] 现有技术中耦合电感升压一般通过增加匝数比来实现电压增益的提升，但是过高 的匝数比会带来一些问题:漏感、寄生电容等参数会增加，容易引起电压和电流尖峰，且会 增加开关管的电压应力，这严重降低了系统的性能。
[0077] 与之相比，本实施例电压增益高，耦合电感的匝数比不需要增加过多，即可实现低 直流电压输入，高直流电压输出的效果，从而避免了因耦合电感的匝数比过高所带来的漏 感、寄生电容等参数增加，引起电压和电流尖峰的问题，因此提高了直流变换器的整体性 能。
[0078] 本实施例通过钳位电路回收并利用耦合电感的漏感能量，抑制了功率开关管S的 电压尖峰，使功率开关管S的电压应力减小，在制作本实施例的直流变换器的电路时，选取 低电压等级，低导通电阻的开关器件即可满足电路制作的需求，一方面提高了变换器的安 全性能，另一方面节约了变换器的电路制作成本。
[0079] 图9中黑色实线代表字母a，字母a表示为本发明变换器在匝比η = 3时稳态电压增 益和占空比之间的关系曲线图，黑色点线代表字母b，字母b表示公开号为CN 103427660 A 变换器在耦合电感的匝数比n = 3时稳态电压增益和占空比之间的关系曲线图，黑色虚线代 表字母c，字母c表示Boost变换器在耦合电感的匝数比n = 3时稳态电压增益和占空比之间 的关系曲线图。公开号为CN103427660A变换器的电压增益为
，在耦合电感的匝数比η =3时，电压增益为
；Boost变换器的电压增益为
，Boost变换器的电压增益与匝比 无关；本发明变换器的电压增益为
在耦合电感的匝数比n = 3时，电压增益为 ;三者作对比得出，本发明变换器的稳态电压增益远高于公开号为CN 103427660 A 变换器和Boost变换器。
[0080]实施例4直流变换器的功率器件的电压应力
[0081 ]本实施例的电路结构与【具体实施方式】和实施例1的电路结构类似，直流变换器的 工作模态与实施例2相同，直流变换器的电压增益与实施例3相同。
[0082]在求解功率器件的电压应力时，忽略漏感Lk对耦合电感的影响，结合图7，则功率 开关管S的电压应力为：
[0084]结合图5,钳位二极管D!的电压应力为：
[0086]结合图7，第一续流二极管02的电压应力为：
[0088]第二续流二极管D3以及输出二极管D4的电压应力为：
[0090] 由本实施例的分析可知，本实施例中的各个功率器件的电压应力均小于直流变换 器的输出电压值，减少了电路损耗，提高了变换器的转换效率。
[0091] 对本实施例中的直流变换器进行实验验证，输入电压为18-25V，输出电压为200V， 耦合电感的匝数比n = 2,实验结果得到本实施例的直流变换器的转换效率为96.2%，同等 条件下与现有技术中单开关带双绕组耦合电感的直流变换器相比，转换效率高，节约电能。
[0092] 以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所 示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技 术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案 相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。
【主权项】
1. 一种混合开关电容与親合电感的高电压增益DC-DC变换器，包括输入单元和输出单 元，其特征在于，还包括钳位电路和倍压单元，其中，所述的输入单元与钳位电路连接，钳位 电路的一端与第一续流二极管D 2的阳极连接，钳位电路的另一端与储能电容C2的负极连接 后，第一续流二极管出的阴极与倍压单元的一端连接，倍压单元的另一端与储能电容C 2的正 极连接，倍压单元和储能电容C2-起向输出单元放电。2. 根据权利要求1所述的一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益DC-DC变换器，其 特征在于，所述的输入单元包括输入电源V in和功率开关管S，输入电源Vin的正极和功率开 关管S的漏极相连，功率开关管S的源极和耦合电感原边绕组N P的第一端子1以及钳位电容& 的负极相连，耦合电感原边绕组Νρ的第二端子2和输入电源Vin的负极相连。3. 根据权利要求1或2所述的一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益DC-DC变换 器，其特征在于，所述的钳位电路包括耦合电感原边绕组Np、钳位电容&和钳位二极管Di，其 中，钳位电容Ci的正极和钳位二极管Di的阴极以及第一续流二极管D 2的阳极相连接，钳位二 极管Di的阳极、親合电感原边绕组Νρ的第二端子2和储能电容C2的负极均与输入电源Vin的负 极相连。4. 根据权利要求1或2所述的一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益DC-DC变换 器，其特征在于，所述的倍压单元包括耦合电感副边绕组Ns和倍压电容C 3，其中，第一续流二 极管D2的阴极、耦合电感副边绕组Ns的第一端子1和倍压电容C 3的负极连接在同一结点，耦 合电感副边绕组Ns的第二端子2和耦合电感原边绕组Νρ的第一端子1互为同名端，储能电容 C2的正极以及第二续流二极管D3的阳极均与耦合电感副边绕组Ns的第二端子2相连，倍压电 容C 3的正极、第二续流二极管D3的阴极和输出二极管D4的阳极连接在同一结点。5. 根据权利要求2所述的一种混合开关电容与耦合电感的高电压增益DC-DC变换器，其 特征在于，所述的输出单元包括输出二极管D 4、输出电容Co和负载电阻R，其中，输出二极管 D4的阴极和输出电容Co的正极相连，负载电阻R的两端连接在输出电容Co的正极和负极上， 输出电容Co的负极、储能电容C 2的负极、钳位二极管Di的阳极和耦合电感原边绕组Νρ的第二 端子2均与输入电源Vin的负极相连。
【文档编号】H02M3/155GK106026643SQ201610560970
【公开日】2016年10月12日
【申请日】2016年7月15日
【发明人】胡雪峰, 黄媛媛, 王倩倩, 李永超
【申请人】安徽工业大学