逆变器、供电电路和用于产生交流电压的方法

文档序号:10660163
逆变器、供电电路和用于产生交流电压的方法
【专利摘要】本发明涉及一种逆变器(WR),其包括桥电路(BS)、逆变器控制装置(WRS)和预控制装置(VS)。桥电路(BS)包括两个半桥(HBa,HBb),其分别具有两个串联的半导体开关(Hi)。逆变器控制装置(WRS)准备用于实现相移电路图。预控制装置(VS)在考虑桥电路(BS)的供电电压(UV)的电压波动(SW)的相位(PLUV)的情况下准备用于调节相移电路图的相移角本发明还涉及一种供电电路(EVS)和一种用于产生交流电压(UA1)的方法(100)。
【专利说明】
逆变器、供电电路和用于产生交流电压的方法
技术领域
[0001] 本发明涉及一种逆变器,该逆变器包括桥电路和逆变器控制装置。桥电路包括两 个半桥,其分别具有两个串联的半导体开关。逆变器控制装置准备用于实现相移电路图(在 两个半桥的驱控信号之间的相移)。半导体开关是如M0SFET(金属氧化物半导体场效应晶体 管)一样的典型可控的半导体开关。【附图说明】包括相移电路图(Phase-Shift-Schaltschema)的描述。
[0002] 此外,本发明涉及一种供电电路,其包括逆变器及与逆变器的桥电路的输出端连 接的谐振电路。
[0003] 本发明还涉及一种用于产生交流电压的方法,其具有如下步骤。在第一步骤中,利 用用于实现相移电路图的控制信号来驱控具有两个半桥的桥电路,该半桥分别具有两个串 联的半导体开关。
【背景技术】
[0004] 在能源转换大会和博览会,Haldi,R.,Schenk K.的题目为具有超高效率的用于电 动车的3.5kW的无线充电器,IEEE-ECCE 2014的文献描述了一种用于给电动车充电的感应 的能量传输系统。该能量传输系统包括谐振转换器。例如在h t t p : / / powerelectronics.com/print/regulators/simplified-phase-shifted-full-bridge-converter-design中描述了ZVS电路图。出于本发明的说明书的简明并且同时满足可执行 性要求的需要,辅助地参照该文献的公开内容。
[0005] 特别地,在用于无接触的能量传输的谐振转换器中,能够由于在供应侧(通常是位 置固定的侧)和谐振转换器的磁耦联之间的磁耦合(通常是移动的侧)造成,谐振转换器的 供电电压的轻微改变已经导致谐振转换器的输出特性的强烈改变。这意味着,在不利的工 作点中供电电路的输出参量(电流、电压、功率)的振幅能够非常灵敏地与谐振转换器的供 电电压的大小相关。
[0006] 在前述的应用领域中,(谐振转换器的)桥电路典型地在交流直流转换器处运行。 交流直流转换器具有中间电路电容器,在该中间电路电容器上交流直流转换器提供用于桥 电路的供电电压。典型地,交流直流转换器包括功率因数校正电路(PFC=功率因数校正)。 在单相电源连接处的交流直流转换器的运行中,在中间电路电容器上取决于原理地产生近 似正弦形的中间电路电压的电压波动(电压波纹)。电压波动的基波具有双倍的电网频率 (即在50Hz的电网频率时为100Hz,或者在60Hz的电网频率时为120Hz)。在中间电路电压方 面,中间电路电压的交流分量的振幅在百分比范围内(例如在400v的直流分量时为1 Ον)。由 于已述的谐振转换器在供电电压变化上的灵敏性,这能够引起谐振转换器的输出参量(例 如其输出交流电压的振幅)强烈地波动,也就是以在中间电路电容器上的电压波动的频率 (即以双倍的电网频率)波动。供电电路的输出参量(电流、电压、功率)的这种波动是特别不 受欢迎的,当电池(例如机动车电池)应该借助这种供电电路(其包括交流直流转换器和谐 振转换器)进行充电的时候。

【发明内容】

[0007] 从现有技术出发,本发明的目的在于减小或者尽可能完全避免供电电路的输出参 量(电流、电压、功率)的波动,当供电电路具有谐振转换器时,该波动在现有技术中当借助 供电电路给电负载供电时能够出现。本发明的目的还在于提供一种相应的供电系统和用于 产生交流电压的相应的、具有该优点的方法。
[0008] 根据本发明,该目的通过包括桥电路、逆变器控制装置和预控制装置的逆变器实 现。桥电路包括两个半桥,该半桥具有两个串联的半导体开关。逆变器控制装置准备用于实 现相移电路图。预控制装置在考虑到桥电路的供电电压的电压波动的相位的情况下准备用 于调节相移电路图的相移角。
[0009] 根据本发明的供电电路包括根据本发明的逆变器和谐振电路,该谐振电路与桥电 路的输出端连接。在谐振电路的输出端处能够跟随在滤波级之后(电容式或电感式地)连接 整流级,以便操控直流负载。对于谐振电路而言可以有不同的拓扑,例如具有通过串联或并 联的电容器的补偿。
[0010] 根据本发明的用于产生交流电压的方法包括如下步骤。在第一步骤中,利用用于 实现相移电路图的控制信号来驱控具有两个半桥的桥电路,该半桥分别具有两个串联的半 导体开关。在第二步骤中,在考虑到桥电路的供电电压的电压波动的相位的情况下预控制 相移电路图的相移角。
[0011] 从已知的逆变器出发,其中能够看出本发明的规划是,逆变器具有预控制装置,其 在考虑桥电路的供电电压的电压波动的相位的情况下准备用于调节相移电路图的相移角。 通过该措施,能够部分地或者在理想情况下甚至完全地补偿逆变器的输出交流电压的基波 振幅的波动。特别优选的是,预控制装置准备用于改变相移角,以便减小桥电路的供电电压 的电压波动对桥电路的输出交流电压的基波的振幅的影响。对此合适的是,预控制装置准 备用于,与供电电压的电压波动的时间曲线同步地对相移角改变相移角的输出值。
[0012] 特别优选的是,预控制装置在考虑桥电路的供电电压的电压波动的振幅的情况下 准备用于调节相移角。通过将相移角(不仅匹配于供电电压的电压波动的当前相位,还)匹 配于供电电压的电压波动的振幅,可以更好地补偿供电电压的电压波动。例如提供了如下 的情况,供电电压的电压波动的振幅与一个或多个变化的运行参数相关(例如与电网侧的 供电电压的实际大小相关,或与实际的电网频率相关,或与供电电路实际获取的功率相 关)。
[0013] 在优选的实施方式中,预控制装置在考虑桥电路的供电电压的平均值的大小的情 况下准备用于调节相移角。优选地,当供电电压对应于供电电压的平均值时,预控制装置准 备随后调节相移角的输出值。改进方案提出,当供电电压对应于供电电压的最小值(电压波 动的波谷)时,(由预控制装置调节的)相移角一直是正的(即特别是从不小于零)。对此,相 移角的输出值至少如下大小地测量,即相移角的对于补偿供电电压的电压波动所必需的每 个改变都产生正的相移角。在替选的改进方案中,预控制装置和/或桥电路具有限制器(相 移角限制器),用来限制用于相位角的相移角的正的和/或负的改变的数值。利用该改进方 案不会实现周期性暂时的电压波动的理想补偿。
[0014] 有利地,预控制装置具有用于接收桥电路的间接供电电压的相位的同步输入端。 为了测定桥电路的供电电压的电压波动的相位,也能够替选地或附加地使用关于间接供电 电压的相位的信息。其能够是例如用于产生用于桥电路的供电电压的交流直流转换器的供 应交流电压(电网电压)。合适的是,预控制装置在(根据关于间接供电电压的相位的信息) 测定供电电压的电压波动的相位时,通过如下方式考虑在间接供电电压的相位和桥电路的 直接供电电压的电压波动之间可能存在的延迟时间(时间差),即该预控制器给供电电压的 相位加上对应于两个相位之间的延迟时间的偏移值(Of f set-Wert)。
[0015] 供电电路能够具有用于产生具有关于桥电路的间接供电电压的第一电压信息的 第一信号的第一电压传感器。替选地或者附加地,供电电路能够具有用于产生具有关于桥 电路的直接供电电压的第二电压信息的第二信号的第二电压传感器。替选地或者附加地, 供电电路能够具有用于产生具有关于桥电路的输出交流电压的第三电压信息的第三信号 的第三电压传感器。替选地或者附加地,供电电路能够具有用于产生具有关于谐振电路的 输出电压的第四电压信息的第四信号的第四电压传感器。替选地或者附加地,供电电路能 够具有用于产生具有关于谐振电路的输出电流的第一电流强度信息的第五信号的电流传 感器。
[0016] 对于多个应用合适的是,谐振电路在输出侧具有用于输出整流的电压整流器电 路。由此,能够给例如是电池(特别是机动车电池)的耗电设备提供整流的电压。此外能够如 下地进行确保,即与整流器电路的输出端连接的第四电压传感器和/或与整流器电路的输 出端连接的电流传感器最优地在提供整流电压方面和/或最优地为了提供整流电流而对于 相应的应用进行匹配。
[0017]在优选的设施方式中,供电电路具有用于提供供电电压的交流直流转换器和调节 器,该调节器准备用于借助调节供电电压的大小来影响供电电路的输出电流和/或输出电 压和/或输出功率,其中,交流直流转换器准备用于,作为用于调节供电电压大小的执行器 而为调节器服务,并且从调节器获得供电电压的额定值。调节器典型地利用多倍于预控制 装置的反应时间的反应时间起作用。因此能够(与用于桥电路的供电电压的电压波动的补 偿无关地)自主地(即调节器控制地)改变供电电压的大小。由此能够(例如对于电池的充 电)将输出电流和/或输出电压和/或供电电路的输出功率的大小调节到额定值。特别地,对 于保护电池的、时间经济的电池充电来说,对由电池接收的电流的强度或由电池接收的功 率的强度的调节能够比对施加到电池上的电压的调节更合适。另外替换的或者附加的调节 参量能够是负载的温度和/或负载的温度的变化速度和/或在负载处或负载中的空间的温 度梯度,其中负载例如是电动机或待充电的电池。
[0018] 有利地,交流直流转换器具有功率因数校正电路。由此能够实现的是,与供电电网 连接的交流直流转换器的来自供电电网的电流消耗接近于理想的欧姆电阻的电流消耗。通 过近似没有无功分量的电流消耗能够避免在供电电网中和在其他与供电电网相连的设备 中的干扰。
[0019] 此外可行的是,调节器准备用于,借助调节相移角的输出值和/或借助调节逆变器 的开关频率来影响供电电路的输出功率和/或输出电压和/或输出电流。通过借助调节逆变 器的供电电压和/或借助调节相移角的输出值和/或借助调节逆变器的开关频率,来调节供 电电路的输出功率和/或输出电压和/或输出电流,能够在供电电压的预设的调节范围中扩 大供电电路的工作范围。相应适用的是,使用负载的温度和/或负载的温度的变化速度和/ 或在负载处或在负载中的空间的温度梯度作为另外替选的或附加的调节参量,其中该负载 例如是电动机或待充电的电池。
[0020] 特别有利的实施方式提出,谐振电路为了无接触的感应的能量传输而具有发射线 圈和接收线圈。由此实现从电源到耗电器和/或到电能存储器的电能的可靠的舒适的传输。 电源能够是位置固定的或者移动的。与此无关地,耗电器或电能储存器也能够是位置固定 的或移动的。
【附图说明】
[0021] 本发明依据附图详细阐述,其中示出:
[0022] 图1示出供电电路的示意性的框图,
[0023] 图2示出供电电路的一部分的示意性的等效电路图,
[0024]图3示意性地示出了以不为零的相移角运行中的逆变器在360°的完整节拍周期上 的桥电路的四个半导体开关的开关状态和在桥电路输出端处的矩形电压的曲线。
[0025] 图4在图的上半部分示意性地示出了在逆变器的供电电压的交流分量的基波的完 整周期上的关于平均相移角为15°的相移角的曲线,并且在图的下半部分示出了没有预控 制相移角的桥电路的输出交流电压的基波的第一时间曲线和具有预控制根据图的上半部 分的相移角的桥电路的输出交流电压的基波的第二时间曲线,
[0026] 图5示意性地示出了用于产生交流电压的方法的流程图。
【具体实施方式】
[0027] 下面详细描述的实施例表示本发明的优选的实施方式。
[0028]在图1中示出的用于电负载LA的供电电路EVS包括交流直流转换器ADW(受控制的 整流器)、调节器R、逆变器WR和谐振电路RK。交流直流转换器ADW设置用于在单相的交流电 接口 NA处的运行。交流直流转换器ADW具有功率因数校正电路LFKS和(在图中没有示出的) 中间电路电容器,在该中间电路电容器上交流直流转换器ADW提供其输出直流电压UV。
[0029] 逆变器WR具有桥电路BS和逆变器控制装置WRS,用于产生和提供用于桥电路BS的 控制信号SS。桥电路BS是受控制的Η桥,其为了逆变而基本上具有四个半导体开关H1,H2, 113,!14(参见图2)。接下来为了简化而将各个半导体开关!11,!12,!13,!14统称为把。
[0030] 谐振电路RK与逆变器WR连接,谐振电路具有感应耦合的线圈SPS,SPE。谐振电路RK 的初级电路PK具有发射线圈SPS,对其由逆变器WR直接地或间接地加载交流电压UA1并供给 电能。谐振电路RK的次级电路SK具有接收线圈SPE。发射线圈SPS构成了变压器T的初级绕组 W1。接收线圈SPE构成了变压器T的次级绕组W2。在次级绕组W2和初级绕组W1之间也存在感 应的耦合IK。由于两个线圈的感应的耦合和因此的初级侧和次级侧的单个谐振电路,在机 动车接近充电站时产生具有相应的更高的级别的总谐振电路。
[0031] 在机动车的实施方式中,供电电路EVS的谐振电路RK的初级线圈PK是与位置联系 的,并且谐振电路RK的次级部分SK是与机动车联系的。由此实现从位置固定的能量传输电 源连接NA到机动车电池和/或另外的耗电器(例如电暖气、电风扇、空调或信息系统)的可靠 的、舒适的无接触的能量传输。
[0032]谐振电路RK能够具有一个或多个串联和/或并联振荡电路。对于振荡单路中的每 一个适用的是,其完全地包括在谐振电路RK的(典型地位置联系的)初级电路中或完全包括 在谐振电路RK的(典型地与机动车联系的)次级电路中。替选地,所考虑的单个的振荡电路 能够同时既部分地属于初级电路又部分地属于次级电路。
[0033] 在此,根据定义用于输出整流的电压UA2的(输出侧的)整流器电路GS属于谐振电 路RK。由此,能够给耗电设备LA、例如是电池(特别是机动车电池)提供整流的电压UA2。此 外,能够如下地进行确保,即与整流器电路GS的输出端连接的第四电压传感器US4和/或与 整流器电路GS的输出端连接的电流传感器IS最优地在提供整流的电压UA2方面和/或最优 地为了提供整流的电流IA2而对于相应的应用进行匹配。
[0034] 供电电路EVS具有第一电压传感器S1,用于产生具有关于桥电路BS的间接供电电 压UP的相位PLp的信息的第一信号S1。此外,供电电路EVS具有第二电压传感器US2,用于产 生具有关于桥电路 BS的直接供电电压UV的电压波动SW的相位PLuv的信息的第二信号S2。此 外,供电电路EVS具有第三电压传感器US3,用于产生具有关于桥电路BS的输出交流电压UA1 的第三电压信息的第三电压信号S3。此外,供电电路EVS具有第四电压传感器US4,用于产生 具有关于谐振电路RK的输出电压UA2的第四电压信息的第四信号S4。此外,供电电路EVS具 有电流传感器IS,用于产生具有关于谐振电路RK的输出电流IA2的电流强度信息的第五信 号S5〇
[0035] 为了在一定程度上向外扩大调节范围(供电电路EVS的工作范围),即以相移角平 的变化Δφ仍能够单独地直接实现,供电电路EVS能够具有调节器R,其准备用于,借助调节 供电电压UV的大小和/或借助调节相移角φ的输出值φ〇和/或借助调节逆变器WR的开关频 率f来影响供电电路EVS的输出功率ΡΑ2和/或输出电压UA2和/或输出电流ΙΑ2。
[0036] 图2示出了桥电路BS和与其连接的谐振电路RK(包括负载侧的整流器电路GS)的示 意性的电路图。桥电路BS包括两个各具有两个串联的半导体开关HI,H2或H3,H4的半桥HBa, HBb。在两个半导体开关HI,H2或H3,H4之间设有中间接头Ma或Mb。每个半导体开关Hi能够与 续流二极管Di并联。替换地或附加地,根据设计和负荷能力能够使用半导体开关Hi的内置 二极管(特别是半导体开关Hi的体二极管)作为续流二极管Didi在此代表半导体开关H1, H2,H3,H4中的一个。半导体开关Hi能够为了去负荷也与开关并联电容Ci并联。
[0037]谐振电路RK的初级线圈PK连接在两个半桥HBa,HBb之间的中间接头Ma,MB之间。谐 振电路RK的初级线圈PK具有带有第一谐振频率的第一串联振荡电路。谐振电路RK的次级线 圈SK具有带有相同谐振频率或者第二谐振频率的第二串联振荡电路。在示出的实施方式 中,谐振电路RK的次级线圈SK与具有桥式整流器的整流器电路GS连接。整流器电路GS用于 整流交流电压UA2 ',其由谐振电路RK的次级线圈SK提供。为了平整整流的电压UA2,在整流 器电路GS的输出端处连接有充电电容器CL。
[0038]图3中的上面四个图表示出了四个半导体开关Hi的开关状态的时间曲线。逆变器 控制装置S准备用于,以典型为50%的占空率驱动全部半导体开关Hi,其中,每个半桥Hba, HBb中的一个半桥的两个半导体开关Hi相反地驱动(由此避免了在桥电路BS的两个供电线 VL+,VL-之间的短路)。"相反地驱动"理解为,当第一半导体开关Hi切换为导通时第二半导 体开关Hi切换为不导通,并且当第二半导体开关H2或H4切换为导通时第一半导体开关H1或 H3切换为不导通。通过第一半桥HBa的(第一)中间接头Ma与桥电路BS的第一供电线V+或者 第二供电线V-交替的连接,在第一半桥HBa的(第一)中间接头Ma处得到第一时间电压曲线。 相应地,通过第二半桥HBb的(第二)中间接头Mb与桥电路BS的第一或者第二供电线V-交替 的连接,在第二半桥HBb的(第二)中间接头Mb处得到第二时间电压曲线。
[0039] 在相移角φ = φ〇 + Δφ为零度时,第一半桥HBa的(第一)中间接头Ma的交替连接 相对于第二半桥HBb的(第二)中间接头Mb的交替连接在时间上相反地进行。(在第二中间接 头Mb处的)第二电压曲线然后因此相对于(在第一中间接头Ma处的)第一电压曲线相移了 180°。在相移角φ不等于零时,(在第二中间接头Mb处的)第二电压曲线相对于(在第一中间 接头Ma处的)第一电压曲线相移了 1 80° + φ。
[0040] 附图下方的图表示出了在桥电路BS的两个中间接头Ma,Mb之间的电压UA1的时间 曲线,其从示出的能控制的半导体开关Hi的开关状态的时间曲线中得出。在桥电路BS的两 个中间接头Ma,Mb之间的电压UA1的时间曲线包括四个切换阶段I,II,III,IV。在第一切换 阶段I中,第一中间接头Ma连接第一供电线V+并且第二中间接头Mb连接第二供电线V-。在第 二切换阶段II中,两个中间接头Ma,Mb连接第二供电线V-连接。在第三切换阶段III中,第一 中间接头Ma连接第二供电线V-并且第二中间接头Mb连接第一供电线V+。在第四切换阶段IV 中,两个中间接头Ma,Mb连接第一供电线V+。在接下来的开关周期中,四个切换阶段I,II, III,IV以同样的顺序和方式重复。
[0041]图4的上半部分示出了在用于(即双倍电网频率的)供电电压UV的电压波动SW的完 整周期的时间t上施加的、与15°的相移角Φ的输出值_相关的相移角φ的时间曲线。
[0042] 图4的下半部分示了在用于(即双倍电网频率的)供电电压UV的电压波动SW的完整 周期的时间t上施加的、没有预控制相移角φ的桥电路BS的输出交流电压UA1的基波的振幅 UAla的第一时间曲线VZ1,其与具有对根据附图的上半部分的相移角φ预控制120的桥电路 BS的输出交流电压UA1的基波的振幅UAla的第二时间曲线VZ2相比。在此能够识别的是,通 过提出的对相移角9预控制120的措施几乎恒定地获得桥电路BS的输出交流电压UA1的基 波的振幅UAla。
[0043] 在图5中示出的用于产生交流电压UA1的方法100包括如下步骤。在第一步骤110 中,利用用于实现相移电路图的控制信号SS来驱控具有两个半桥HBa,HBb的桥电路BS,两个 半桥分别具有两个串联的半导体开关Hi。在第二步骤120中,在考虑到桥电路BS的供电电压 uv的电压波动sw的相位的情况下预控制相移电路图的相移角φ。
[0044] 为了减小谐振转换器的输出电压UA2、输出电流ΙΑ2或输出功率ΡΑ2的波动,提出一 种逆变器WR,其包括桥电路BS、逆变器控制装置WRS和预控制装置VS。桥电路BS包括两个半 桥HBa,HBb,其分别具有两个串联的半导体开关Hi。逆变器控制装置WRS准备用于实现相移 电路图。预控制装置VS在考虑桥电路BS的供电电压UV的电压波动SW的相位PLuv的情况下准 备用于调节相移电路图的相移角Φ。
【主权项】
1. 一种逆变器(WR),其特征在于,所述逆变器包括: 具有两个半桥(HBa,HBb)的桥电路(BS),所述半桥分别具有两个串联的半导体开关 (Hi); 逆变器控制装置(WRS),所述逆变器控制装置准备用于实现相移电路图;和 预控制装置(VS),所述预控制装置在考虑到所述桥电路(BS)的供电电压(UV)的电压波 动(SW)的相位(PLuv)的情况下准备用于调节所述相移电路图的相移角((ph2. 根据权利要求1所述的逆变器(WR),其特征在于,所述预控制装置(VS)在考虑到所述 桥电路(BS)的所述供电电压(UV)的所述电压波动(SW)的振幅(UVsw)的情况下准备用于调节 所述相移角(φ)。3. 根据前述权利要求中任一项所述的逆变器(WR),其特征在于,所述预控制装置(VS) 在考虑到所述桥电路(BS)的所述供电电压(UV)的平均值的大小的情况下准备用于调节所 述相移角(φ)。4. 根据前述权利要求中任一项所述的逆变器(WR),其特征在于,所述预控制装置(VS) 具有用于接收所述桥电路(BS)的间接供电电压(Up)的相位(PLp)的同步输入端(SE)。5. -种供电电路(EVS),其特征在于,所述供电电路包括: 根据前述权利要求中任一项所述的逆变器(WR);和 与桥电路(BS)的输出端(BSA)连接的谐振电路(RK)。6. 根据权利要求5所述的供电电路(EVS),其特征在于,所述谐振电路(RK)在输出侧具 有用于输出整流的电压的整流器电路(GS)。7. 根据权利要求5或6所述的供电电路(EVS),其特征在于,所述供电电路(EVS)具有用 于提供供电电压(UV)的交流直流转换器(ADW)和调节器(R),所述调节器准备用于借助调节 所述供电电压(UV)的大小来影响所述供电电路(EVS)的输出电流(IA2)和/或输出电压 (UA2)和/或输出功率(PA2),其中,所述交流直流转换器(ADW)准备用于,作为用于调节所述 供电电压(UV)的大小的执行器而为所述调节器(R)服务并且从所述调节器(R)获得所述供 电电压(UV)的额定值(Suv)。8. 根据权利要求7所述的供电电路(EVS),其特征在于,所述调节器(R)准备用于,借助 调节相移角(φ)的输出值(φ〇)和/或借助调节所述逆变器(WR)的开关频率(f)来影响所述 供电电路(EVS)的所述输出电流(IA2)和/或所述输出电压(UA2)和/或所述输出功率(PA2)。9. 根据权利要求5至8中任一项所述的供电电路(EVS),其特征在于,所述谐振电路(RK) 为了无接触的感应的能量传输而具有发射线圈(SPS)和接收线圈(SPE)。10. -种用于产生交流电压(UA1)的方法(100 ),其特征在于,所述方法(100)包括: 利用用于实现相移电路图的控制信号(SS)来驱控(100)具有两个半桥(HBa,HBb)的桥 电路(BS),所述半桥分别具有两个串联的半导体开关(Hi);和 在考虑所述桥电路(BS)的供电电压(UV)的电压波动(SW)的相位(PLuv)的情况下预控制 (120)所述相移电路图的相移角(φ)。
【文档编号】H02M7/523GK106026738SQ201610183060
【公开日】2016年10月12日
【申请日】2016年3月28日
【发明人】亚历山大·布赫尔, 格诺特·赫布斯特
【申请人】西门子公司
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