一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控制系统的制作方法
【专利摘要】本发明公开了一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控制系统，包括逆变器模块、PMSM模块、第一Clark变换模块、Park变换模块、第二Clark变换模块、卡尔曼观测器模块、第一比较器模块、第一PI调节模块、第二比较器模块、第二PI调节模块、第三比较器模块、第三PI调节模块、Park反变换模块和SVPWM模块，采用卡尔曼滤波器的滑模观测器来估算转速和转子位置，并通过估算转子的位置和转子速度来控制电机的调速。本发明利用无速度传感器控制算法代替机械传感器，用来获取电机转子位置和转速信息，以减少闭环反馈信息中的误差，同时给与滑模观测器控制方法计算量小，易于工程上的实现。
【专利说明】
一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控 制系统
技术领域
[0001] 本发明涉及无速度传感器测速技术领域，特别涉及一种基于采用卡尔曼滤波器的 滑模观测器的无速度传感器控制系统。
【背景技术】
[0002] 永磁同步电机因其结构紧凑、性能可靠而在风力发电、电动汽车、船舶驱动等领域 得到了广泛的应用。因永磁同步电机的控制通常在转子旋转坐标系下完成，所以为了完成 永磁同步电机的控制，需要获取其转子的角度和速度。其中，采用角度和速度传感器来获取 这一信息是一种直接的方式，然而在很多应用中，安装角度和速度传感器增加了安装、维护 成本，同时由于现场环境较为恶劣，传感器的精度容易受到震动、灰尘和油污的影响，使得 系统易受外部环境干扰，降低了系统的可靠性。
[0003] 无速度传感器的控制系统无需检测硬件，免去了速度传感器带来的种种麻烦，提 高了系统的可靠性，降低了系统的成本;另一方面，使得系统的体积减小，重量变轻，而且减 少了电机与控制器的连线。而基于无速度传感器的永磁同步电机的转子角度、转速估计方 法只需检测电机的定子电流、电压，结合电机的模型，即可从中提取转子的角度和速度信 息，从而省去了角度和速度传感器，达到提高了系统的可靠性，降低成本的目的。
【发明内容】
[0004] 为了克服现有技术中的不足，本发明提出了一种易于工程实现的基于采用卡尔曼 滤波器的滑模观测器的无速度传感器控制系统来估算转子的位置和转子速度，并用于矢量 控制闭环系统中，避免在一些特殊的工作环境下机械传感器提供的信息不准确。
[0005] 为了达到上述发明目的，解决其技术问题所采用的技术方案如下：
[0006] -种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控制系统，包括逆变器 模块、PMSM模块、第一 Clark变换模块、Park变换模块、第二Clark变换模块、卡尔曼观测器模 块、第一比较器模块、第一 PI调节模块、第二比较器模块、第二PI调节模块、第三比较器模 块、第三PI调节模块、Park反变换模块和SVPWM模块，其中：
[0007] 所述PMSM模块，用于检测输出三相电流Ia、I b和I c;
[0008] 所述第一 Clark变换模块，用于将所述PMSM模块输出的三相电流Ia、Ib和I。通过 Clark变换后输出两相静止直角坐标系α-β下的两相定子电流ia和
[0009] 所述Park变换模块，用于将所述第一 Clark变换模块输出的两相定子电流ia和if!通 过Park变换后输出两相同步旋转坐标系d-q下的两相电流Id和I q;
[0010] 所述第二Clark变换模块，用于将所述逆变器模块输出的三相电压Ua、Ub和Uc经过 Clark变换后输出两相静止直角坐标系α-β下的两相定子电压ua和up;
[0011] 所述卡尔曼观测器模块，用于将所述第一 Clark变换模块输出的两相定子电流ia 和ie和所述第二Clark变换模块输出的两相定子电压ua和ue进行估算处理，估算出转子转速 的估计值和转子位置的估计值& ;
[0012] 所述第一比较器模块，用于将所述卡尔曼观测器模块中估算出转子转速的估计值 6^乘以一常数得到估算的转子转速n，并将估算的转子转速η与实际的转子转速η*进行作 差运算；
[0013] 所述第一 ΡΙ调节模块，用于将所述第一比较器模块比较的差值通过ΡΙ调节后输出 q轴参考电流4. 9
[0014] 所述第二比较器模块，用于将所述第一 PI调节模块调节后输出q轴参考电流·/:与 所述Park变换模块输出的两相电流"进行作差运算；
[0015] 所述第二PI调节模块，用于将所述第二比较器模块比较的差值通过PI调节后输出 q轴参考电压％ ,
[0016] 所述第三比较器模块，用于将d轴参考电流与所述Park变换模块输出的电流Id进 行作差运算；
[0017] 所述第三PI调节模块，用于将所述第三比较器模块比较的差值通过PI调节后输出 d轴参考电压
[0018] 所述Park反变换模块，用于将所述第二PI调节模块输出的q轴参考电压 < 和所述 第三PI调节模块输出的d轴参考电压< 通过Park反变换后输出两相静止直角坐标系α-β下 的两相控制电压<和％;
[0019] 所述SVP丽模块，用于将两相控制电压<和|4进行空间矢量脉宽调制，输出Ρ丽波 形至所述逆变器模块，所述逆变器模块向所述PMSM模块输入三相电压U a、Ub和Uc，从而控制 所述PMSM模块。
[0020] 具体的，所述卡尔曼观测器模块具体包括SM0优化算法子模块、第四比较器子模 块、饱和函数计算子模块、滑模增益子模块、低通滤波器子模块、卡尔曼滤波器子模块、转速 估算子模块、位置补偿子模块、位置估算子模块和求和模块，其中：
[0021] 所述SM0优化算法子模块，用于将所述第二Clark变换模块输出的两相定子电压Ua 和ue与所述滑模增益模块处理后输出的反电动势ea和ee经过SM0优化算法计算后输出电流 估算值4和& ;
[0022] 所述第四比较器子模块，用于将所述SM0优化算法子模块输出的电流估算值?和& 与所述第一 Clark变换模块输出的两相定子电流ia和b进行作差运算，得到邱轴上的电流误 差值/^和/# ;
[0023] 所述饱和函数计算子模块，用于将所述第四比较器子模块输出的邱轴上的电流误 差值&和&经过饱和函数运算及所述滑模增益模块处理后得到反电动势ea和ee;
[0024] 所述低通滤波器子模块，用于将所述滑模增益模块处理后输出的反电动势θα和ee 通过低通滤波后得到滑模观测器估算的反电动势估计值I和0;
[0025] 所述卡尔曼滤波器子模块，用于将所述低通滤波器子模块低通滤波后得到的滑模 观测器估算的反电动势估计值^和#经过卡尔曼滤波后得到了经过卡尔曼滤波后的反电 动势估计值L和
[0026] 所述转速估算子模块，用于将所述卡尔曼滤波器子模块卡尔曼滤波后得到了经过 卡尔曼滤波后的反电动势估计值通过转速估算得到转子转速的估计值;
[0027] 所述位置估算子模块，用于将所述卡尔曼滤波器子模块卡尔曼滤波后得到了经过 卡尔曼滤波后的反电动势估计值&和0通过位置估算得到转子位置未补偿前的估计值 Λ 心. 9
[0028] 所述位置补偿子模块，用于通过对相位进行滞后补偿，得出经过卡尔曼滤波后的 相位补偿量. .，
[0029] 所述求和模块，用于将所述位置估算子模块得到的转子位置未补偿前的估计值 和所述位置补偿子模块得到的相位补偿量进行求和，得到转子位置的估计值
[0030] 作为一实施例，所述SM0优化算法子模块中的SM0优化算法具体包括以下计算步 骤：
[0031] 首先，建立交流永磁同步电机在两相静止直角坐标系α-β中的数学模型：
[0034]其中，^为电流i在〇轴上的电流值iα的导数，&为电流i在β轴上的电流值iβ的导 数，Rs为定子绕组电阻，Ls为等效电感，ea为滑模观测器在α轴上的反电动势，ee为滑模观测 器在β轴上的反电动势，ua为电压U在α轴上的电压值，ue为电压U在β轴上的电压值；
[0035]其次，代入反电动势方程：
[0036] ea = -itf ω rsin9 (3)
[0037] Θβ = Φ? ω rcos0 (4)
[0038] 其中，Φ?为转子上永磁体产生的磁链，cor为同步转速，θ为转子角位置；
[0039] 再者，交流永磁同步电机在两相静止直角坐标系α-β中的SM0优化计算方程为：
[0042] 其中，&分别为ia、ifs的估算值，k为滑模切换增益；
[0043] 最后，由上述可得电流估计误差方程：
[0046] 其中，.为α轴上的电流误差值，_&为β轴上的电流误差值。
[0047] 作为一实施例，所述第四比较器子模块中的电流误差值?和&的计算方程为：
[0048] （9)
[0049] (1〇)
[0050] 其中，&、'和ia为α轴上的电流误差值、电流估算值和电流值，&和ie为β轴 上的电流误差值、电流估算值和电流值。
[0051] 作为一实施例，所述饱和函数计算子模块中的反电动势ea和ee的计算过程分别包 括以下步骤：
[0052] 首先，选取sat为饱和函数进行饱和函数运算，即：
[0054] 其次，选取李雅普诺夫函数：
对V求导，当k>max( | ea |，| eg | )时，贝lj F < 0，V>0，由李雅普诺夫稳定性定理知，电流滑模观测器是稳定的；
[0055] 再者，选取电流误差为滑模切换面，则当进入滑动模态时，有1=0，/,=0和
[0056] e. = ksal{iu) (12)
[0057] c^ksaKi,,) (13)
[0058] 其中，ea和ee为滑模观测器的反电动势，Ζ·β为α轴上的电流误差值，&为β轴上的电 流误差值，k为滑模切换增益。
[0059] 作为一实施例，所述低通滤波器子模块中通过低通滤波器得到滑模观测器估算的 反电动势估计值&和#的计算过程包括：
[0060] 使用低通滤波器，将不连续的开关信号转换为等效的连续信号，相应计算公式如 下：
[0063] 其中，和#为滑模观测器估算的反电动势估计值，《。为低通滤波器的截止频 率，s为拉普拉斯算子，e。和ee为滑模观测器的反电动势。
[0064] 作为一实施例，所述低通滤波器子模块中还包括以下计算步骤：
[0065] 首先，转子位置的估计值通过以下公式求得：
[0067] 其中，&为转子位置的估算值，^和^为滑模观测器估算的反电动势；
[0068] 其次，由于低通滤波器的使用，其相位具有一定的滞后性，须对相位进行滞后补 偿，其相位补偿量为：
[0070] 其中，是相位补偿量，ω为稳态时转速，ω。为低通滤波器的截止频率；
[0071] 再者，转子转速的估计值通过以下公式求得：
[0073] 其中，@为转子转速估算值，^和^为滑模观测器估算的反电动势，如为转子上永 磁体产生的磁链。
[0074] 作为一实施例，所述卡尔曼滤波器子模块中采用卡尔曼滤波器将得到的&和#滤 波后的反电动势&和人随机噪声信号中得到最优观测，卡尔曼滤波器的状态方程如下：
[0078]其中，Kk为卡尔曼滤波器的增益，欲为卡尔曼滤波器的转子电角速度估算值，1和 q为反电动势ea和ee通过低通滤波器得到滑模观测器估算的反电动势估计值，I和^为滑 模观测器估算的反电动势估计值^和^经过卡尔曼滤波后得到了经过卡尔曼滤波后的反 电动势估计值。
[0079]作为一实施例，所述转速估算子模块中经过卡尔曼滤波后的转子转速的估计值通 过以下公式求得：
[0081] 其中，.为经过卡尔曼滤波后的转子转速估算值，&和q为经过卡尔曼滤波后的 滑模观测器估算的反电动势，为转子上永磁体产生的磁链。
[0082] 作为一实施例，所述位置估算子模块中经过卡尔曼滤波后的转子位置的估计值通 过以下公式求得：
[0084] 其中，^为经过卡尔曼滤波后的转子位置的估算值，I和@为经过卡尔曼滤波后 的滑模观测器估算的反电动势。
[0085] 作为一实施例，所述位置补偿子模块中，由于低通滤波器的使用，其相位具有一定 的滞后性，须对相位进行滞后补偿，经过卡尔曼滤波后的相位补偿量为：
[0087] 其中，Δ&是相位补偿量，ω为稳态时转速，ω。为低通滤波器的截止频率。
[0088] 本发明由于采用以上技术方案，使之与现有技术相比，具有以下的优点和积极效 果：
[0089] 1、本发明一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控制系统，实 现了永磁同步电机的高精度无速度传感器控制，代替了传统的机械传感器，减少了系统的 体积和成本，增加了系统的可靠性，并扩展永磁同步电机的应用范围；
[0090] 2、本发明一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控制系统，能 有效抑制滑膜变结构控制引入的高频抖振，同时兼有滑模变结构控制响应迅速、无需系统 辨识等优点以及扩展卡尔曼滤波抗随机干扰和噪声能力强、可实时参数更新等优点；
[0091] 3、本发明对永磁同步电机控制系统的数学模型的精度要求不高，对系统参数不确 定性、外界扰动有着自适应性和较强的鲁棒性，在对永磁同步电机控制中有着优良的动、静 态特性；
[0092] 4、本发明中的卡尔曼滤波器不仅对由于电机参数误差造成的估算误差，有着很好 的消除作用，而且可以滤除反电动势中的纹波分量，具有较强的鲁棒性，使得永磁同步电机 的控制系统有更好的稳态效果和动态响应；
[0093] 5、本发明具有低成本、控制算法简单、转速及位置的估算速度及精度高等优点。
【附图说明】
[0094] 为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用 的附图作简单的介绍。显而易见，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领 域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。附 图中：
[0095] 图1是本发明一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控制系统 中滑模变结构控制系统的运动过程图；
[0096] 图2是本发明一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控制系统 中无速度传感器控制框图；
[0097] 图3是本发明一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控制系统 中卡尔曼观测器结构图；
[0098] 图4是本发明一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控制系统 所对应的系统仿真图；
[0099] 图5是本发明一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控制系统 中转速突变时的仿真波形图；
[0100] 图6是本发明一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控制系统 中转矩突变时的仿真波形图。
[0101] 【主要符号标记】
[0102] 1-逆变器模块；
[0103] 2-PMSM 模块；
[0104] 3-第一 Clark变换模块；
[0105] 4-Park 变换模块；
[0106] 5-第二Clark变换模块；
[0107] 6-卡尔曼观测器模块；
[0108] 7-第一比较器模块；
[0109] 8-第一 PI调节模块；
[0110] 9-第二比较器模块；
[0111] 10-第二PI调节模块；
[0112] 11-第三比较器模块；
[0113] 12-第三PI调节模块；
[0114] 13-Park反变换模块；
[0115] 14-SVPWM 模块；
[0116] 61-SM0优化算法子模块；
[0117] 62-第四比较器子模块；
[0118] 63-饱和函数计算子模块；
[0119] 64-滑模增益子模块；
[0120] 65-低通滤波器子模块；
[0121] 66-卡尔曼滤波器子模块；
[0122] 67-转速估算子模块；
[0123] 68-位置补偿子模块；
[0124] 69-位置估算子模块；
[0125] 610-求和模块。
【具体实施方式】
[0126] 以下将结合本发明的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述 和讨论，显然，这里所描述的仅仅是本发明的一部分实例，并不是全部的实例，基于本发明 中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施 例，都属于本发明的保护范围。
[0127] 参见图1，本发明专利中的现在考虑一般的情况，存在一个切换面s(X) = s(X1， X2, · · ·，Xn)=0,它将X = f(X)(xeRn)这个系统的状态空间分成上下两个部分s>0和S〈0。 如图1所示，在切换面上有3种情况的运动点。点A为通常点，当到达切换面S = 0附近时，运动 点穿越点A而过;点B为起始点，当到达切换面s = 0附近时，运动点从切换面两边离开点B;点 C为终止点，当到达切换面s = 0附近时，运动点从切换面两边趋近于点C。
[0128] 在滑模变结构中，终止点有着特殊的意义，而起始点与通常点基本没有什么意义。 当运动点在切换面上的某一段区域内都是终止点的时候，且一旦趋向于该区域时就会在此 区域内运动。此时，称此区域为"滑动模态"区即"滑模"区，系统在此区域的运动叫做"滑模 ?动。
[0129] 结合图2,本发明公开了一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感 器控制系统，包括逆变器模块l、PMSM(Permanent Magnet Synchronous Motor，永磁同步电 机)模块2、第一 Clark变换模块3、Park变换模块4、第二Clark变换模块5、卡尔曼观测器模块 6、第一比较器模块7、第一 PI调节模块8、第二比较器模块9、第二PI调节模块10、第三比较器 模块11、第三PI调节模块12、Park反变换模块13和SVPWM(Space Vector Pulse Width Modu lat i on，空间矢量脉宽调制)模块14，其中：
[0130] 所述PMSM模块2,用于检测输出三相电流Ia、Ib和Ic;
[0131] 所述第一 Clark变换模块3,用于将所述PMSM模块2输出的三相电流Ia、Ib和1。通过 Clark变换后输出两相静止直角坐标系α-β下的两相定子电流ia和
[0132] 所述Park变换模块4,用于将所述第一 Clark变换模块3输出的两相定子电流ia和ie 通过Park变换后输出两相同步旋转坐标系d-q下的两相电流Id和Iq;
[0133] 所述第二Clark变换模块5,用于将所述逆变器模块1输出的三相电压Ua、U b和Uc经 过Clark变换后输出两相静止直角坐标系α-β下的两相定子电压ua和up;
[0134] 所述卡尔曼观测器模块6,用于将所述第一Clark变换模块3输出的两相定子电流 ia和ie和所述第二Clark变换模块5输出的两相定子电压ua和ue进行估算处理，估算出转子 转速的估计值6&和转子位置的估计值;
[0135] 所述第一比较器模块7,用于将所述卡尔曼观测器模块6中估算出转子转速的估计 值^^乘以一常数得到估算的转子转速n，并将估算的转子转速η与实际的转子转速η*进行作 差运算；
[0136] 所述第一 ΡΙ调节模块8,用于将所述第一比较器模块7比较的差值通过ΡΙ调节后输 出q轴参考电流4 . 9
[0137] 所述第二比较器模块9,用于将所述第一PI调节模块8调节后输出q轴参考电流< 与所述Park变换模块4输出的两相电流^进行作差运算；
[0138] 所述第二PI调节模块10,用于将所述第二比较器模块9比较的差值通过PI调节后 输出q轴参考电压. 9
[0139] 所述第三比较器模块11，用于将d轴参考电流与所述Park变换模块4输出的电流 Id进行作差运算；
[0140]所述第三PI调节模块12,用于将所述第三比较器模块11比较的差值通过PI调节后 输出d轴参考电压〃f/ . $
[0141] 所述Park反变换模块13,用于将所述第二PI调节模块10输出的q轴参考电压《;和 所述第三PI调节模块12输出的d轴参考电压乂通过Park反变换后输出两相静止直角坐标系 下的两相控制电压w〔和〃 \
[0142] 所述SVPWM模块14，用于将两相控制电压< 和<进行空间矢量脉宽调制，输出PWM 波形至所述逆变器模块1，所述逆变器模块1向所述PMSM模块2输入三相电压Ua、Ub和Uc，从而 控制所述PMSM模块2。
[0143] 在所述第一Clark变换模块3中，将三相电流Ia、Ib和I。经过Clark变换，输出两相静 止直角坐标系下的两相定子电流和ie具体涉及的换算公式如下：
[0145]在所述Park变换模块4中，将两相定子电流ia和经过Park变换，输出两相同步旋 转坐标系d-q下的两相电流Id和Iq具体涉及的换算公式如下：
[0147] 其中，|为估算的转子角。
[0148] 在所述第二Clark变换模块5中，将所述逆变器模块1输出的三相电压Ua、Ub和Uc经 过Clark变换，输出两相静止直角坐标系α-β下的两相定子电压u a和ue具体涉及的换算公式 如下：
[0150] 进一步的，结合图3,所述卡尔曼观测器模块6具体包括SM0(Sliding mode observer，滑模观测器)优化算法子模块61、第四比较器子模块62、饱和函数计算子模块63、 滑模增益子模块64、低通滤波器子模块65、卡尔曼滤波器子模块66、转速估算子模块67、位 置补偿子模块68、位置估算子模块69和求和模块610，其中：
[0151] 所述SM0优化算法子模块61，用于将所述第二Clark变换模块5输出的两相定子电 压Ua和Ue与所述滑模增益模块64处理后输出的反电动势ea和e e经过SMO优化算法计算后输 出电流估算值&和& ;
[0152]所述第四比较器子模块62,用于将所述SM0优化算法子模块61输出的电流估算值 4和&与所述第一 Clark变换模块3输出的两相定子电流ia和ie进行作差运算，得到αβ轴上 的电流误差值?和&
[0153]所述饱和函数计算子模块63,用于将所述第四比较器子模块62输出的邱轴上的电 流误差值t和^经过饱和函数运算及所述滑模增益模块64处理后得到反电动势ea和ee;
[0154] 所述低通滤波器子模块65,用于将所述滑模增益模块64处理后输出的反电动势& 和ee通过低通滤波后得到滑模观测器估算的反电动势估计值&和4 :
[0155] 所述卡尔曼滤波器子模块66,用于将所述低通滤波器子模块65低通滤波后得到的 滑模观测器估算的反电动势估计值&和#经过卡尔曼滤波后得到了经过卡尔曼滤波后的 反电动势估计值L和Ο;
[0156]所述转速估算子模块67,用于将所述卡尔曼滤波器子模块66卡尔曼滤波后得到了 经过卡尔曼滤波后的反电动势估计值和通过转速估算得到转子转速的估计值;
[0157] 所述位置估算子模块69,用于将所述卡尔曼滤波器子模块66卡尔曼滤波后得到了 经过卡尔曼滤波后的反电动势估计值&和^通过位置估算得到转子位置未补偿前的估计 值 9
[0158] 所述位置补偿子模块68,用于通过对相位进行滞后补偿，得出经过卡尔曼滤波后 的相位补偿量δΙ .
[0159] 所述求和模块610,用于将所述位置估算子模块69得到的转子位置未补偿前的估 计值<￡和所述位置补偿子模块68得到的相位补偿量进行求和，得到转子位置的估计 值 。
[0160]作为一实施例，所述SM0优化算法子模块61中的SM0优化算法具体包括以下计算步 骤：
[0161]首先，建立交流永磁同步电机在两相静止直角坐标系α-β中的数学模型：
*
[0164]其中，/为电流i在α轴上的电流值。的导数，/为电流i在β轴上的电流值b的导 α μ 数，Rs为定子绕组电阻，Ls为等效电感，ea为滑模观测器在α轴上的反电动势，ee为滑模观测 器在β轴上的反电动势，Ua为电压U在α轴上的电压值，Uf!为电压U在β轴上的电压值；
[0165] 其次，代入反电动势方程：
[0166] ea = -itf ω rsin9 (3)
[0167] Θβ = Φ? ω rcos0 (4)
[0168] 其中，Φ?为转子上永磁体产生的磁链，cor为同步转速，θ为转子角位置；
[0169] 再者，交流永磁同步电机在两相静止直角坐标系α-β中的SM0优化计算方程为：
[0172] 其中，/、/分别为ia、ifs的估算值，k为滑模切换增益； (X p
[0173] 最后，由上述可得电流估计误差方程：
[0176] 其中，?α.为a轴上的电流误差值，&为0轴上的电流误差值。
[0177] 作为一实施例，所述第四比较器子模块62中的电流误差值4和&的计算方程为： 则 〇 （9)
[0179] ?β=，Ιβ-?β (10)
[0180] 其中，?、￡和^为a轴上的电流误差值、电流估算值和电流值，b、&和ie为β轴 上的电流误差值、电流估算值和电流值。
[0181] 作为一实施例，所述饱和函数计算子模块63中的反电动势ea和ee的计算过程分别 包括以下步骤：
[0182] 首先，选取sat为饱和函数进行饱和函数运算，即：
[0184]其次，选取李雅普诺夫函数：
，对V求导，当k>max(|ea|，|郎|)时，则 f <〇，V>0，由李雅普诺夫稳定性定理知，电流滑模观测器是稳定的；
[0185] 再者，选取电流误差为滑模切换面，则当进入滑动模态时，有/"=0，/,,=0和
[0186] =： Lsai (/,) (12)
[0187] e.^ksaHj,,) (13)
[0188] 其中，ea和ee为滑模观测器的反电动势，?为α轴上的电流误差值，％为β轴上的电 流误差值，k为滑模切换增益。
[0189] 作为一实施例，所述低通滤波器子模块65中通过低通滤波器得到滑模观测器估算 的反电动势估计值^和％的计算过程包括：
[0190]使用低通滤波器，将不连续的开关信号转换为等效的连续信号，相应计算公式如 下：
[0193] 其中，^和以.为滑模观测器估算的反电动势估计值，ω。为低通滤波器的截止频 率，S为拉普拉斯算子，ea和ee为滑模观测器的反电动势。
[0194] 作为一实施例，所述低通滤波器子模块65中还包括以下计算步骤：
[0195] 首先，转子位置的估计值通过以下公式求得：
[0197] 其中4为转子位置的估算值，&和'为滑模观测器估算的反电动势；
[0198] 其次，由于低通滤波器的使用，其相位具有一定的滞后性，须对相位进行滞后补 偿，其相位补偿量为：
[0200]其中，是相位补偿量，ω为稳态时转速，ω。为低通滤波器的截止频率；
[0201]再者，转子转速的估计值通过以下公式求得：
[0203] 其中，μ为转子转速估算值，&和#为滑模观测器估算的反电动势，为转子上永 磁体产生的磁链。
[0204] 由于系统有高频纹波存在，利用低通滤波器对反电动势进行滤波，不能很好的滤 除估算误差和纹波分量，而卡尔曼滤波器不仅对由于电机参数误差造成的估算误差，有着 很好的消除作用，而且可以滤除反电动势中的纹波分量，具有较强的鲁棒性，使得永磁同步 电机的控制系统有更好的稳态效果和动态响应。利用一阶低通滤波器对其进行低通滤波， 得到连续的反电动势为&和2/^在高性能的电机应用中，和#是不能直接利用的，因为 估算的反电动势&和2/;中含有测量噪声，因而采用卡尔曼滤波器将得到的&和#滤波后 的反电动势％和人随机噪声信号中得到最优观测。作为一实施例，所述卡尔曼滤波器子 模块66中采用卡尔曼滤波器将得到的；^和#滤波后的反电动势&和#从随机噪声信号 W f 中得到最优观测，卡尔曼滤波器的状态方程如下：
[0208] 其中，Kk为卡尔曼滤波器的增益，你为卡尔曼滤波器的转子电角速度估算值，& 和％为反电动势e。和郎通过低通滤波器得到滑模观测器估算的反电动势估计值，^和&为 滑模观测器估算的反电动势估计值&和^经过卡尔曼滤波后得到了经过卡尔曼滤波后的 反电动势估计值。
[0209] 作为一实施例，所述转速估算子模块67中经过卡尔曼滤波后的转子转速的估计值 通过以下公式求得：
[0211] 其中，为经过卡尔曼滤波后的转子转速估算值，％和#为经过卡尔曼滤波后的 滑模观测器估算的反电动势，为转子上永磁体产生的磁链。
[0212] 作为一实施例，所述位置估算子模块69中经过卡尔曼滤波后的转子位置的估计值 通过以下公式求得：
[0214] 其中，为经过卡尔曼滤波后的转子位置的估算值，e"和#为经过卡尔曼滤波后 的滑模观测器估算的反电动势。
[0215] 作为一实施例，所述位置补偿子模块68中，由于低通滤波器的使用，其相位具有一 定的滞后性，须对相位进行滞后补偿，经过卡尔曼滤波后的相位补偿量为：
[0217] 其中，么&是相位补偿量，ω为稳态时转速，ω c为低通滤波器的截止频率。
[0218] 所述第一比较器模块7中，所述卡尔曼观测器模块6估算出转子转速的估计值$与 估算的转子转速η之间的关系为：
[0220] 即，所述常数为9.55。
[0221] 在所述Park反变换模块13中，将所述第二PI调节模块10中输出的q轴参考电压< 和所述第三PI调节模块12中输出的d轴参考电压'经过Park反变换，输出两相静止直角坐 标系下的两相控制电压《1和4具体涉及以下换算公式：
[0223] 其中，I为估算的转子角。
[0224] 图5和图6是通过图4仿真达到的实验结果。实验结果表明转速突变或负载突变时 转角误差几乎为〇，转速的误差在-6.5-3之间，转矩的脉动在2.5-3.3之间。表明了该发明 专利所设计的融合卡尔曼的滑模观测器在转速突变或在负载突变的情况下，都能很好跟踪 电动机的转速和转角变化，控制精度高，动态性能好，具有一定的实用性。
[0225] 以上所述，仅为本发明较佳的【具体实施方式】，但本发明的保护范围并不局限于此， 任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换， 都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围 为准。
【主权项】
1. 一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控制系统，其特征在于， 包括逆变器模块、PMSM模块、第一 Clark变换模块、Park变换模块、第二Clark变换模块、卡尔 曼观测器模块、第一比较器模块、第一 PI调节模块、第二比较器模块、第二PI调节模块、第三 比较器模块、第三PI调节模块、Park反变换模块和SVPffM模块，其中： 所述PMSM模块，用于检测输出三相电流Ia、Ib和Ic; 所述第一 Clark变换模块，用于将所述PMSM模块输出的三相电流Ia、Ib和1。通过Clark变 换后输出两相静止直角坐标系α-β下的两相定子电流ia和ie; 所述Park变换模块，用于将所述第一 Clark变换模块输出的两相定子电流ia和ip通过 Park变换后输出两相同步旋转坐标系d-q下的两相电流Id和Iq; 所述第二Clark变换模块，用于将所述逆变器模块输出的三相电压Ua、Ub和Uc经过Clark 变换后输出两相静止直角坐标系下的两相定子电压Ua和up; 所述卡尔曼观测器模块，用于将所述第一 Clark变换模块输出的两相定子电流ia和和 所述第二Clark变换模块输出的两相定子电压Ua和up进行估算处理，估算出转子转速的估计 值@￡和转子位置的估计值; 所述第一比较器模块，用于将所述卡尔曼观测器模块中估算出转子转速的估计值^^乘 以一常数得到估算的转子转速n，并将估算的转子转速η与实际的转子转速η*进行作差运 算； 所述第一 PI调节模块，用于将所述第一比较器模块比较的差值通过PI调节后输出q轴 参考电流4 . 9 所述第二比较器模块，用于将所述第一PI调节模块调节后输出q轴参考电流?与所述 Park变换模块输出的两相电流^进行作差运算； 所述第二PI调节模块，用于将所述第二比较器模块比较的差值通过PI调节后输出q轴 参考电压％. 所述第三比较器模块，用于将d轴参考电流/〗与所述Park变换模块输出的电流Id进行作 差运算； 所述第三PI调节模块，用于将所述第三比较器模块比较的差值通过PI调节后输出d轴 参考电压?々.:丨 所述Park反变换模块，用于将所述第二PI调节模块输出的q轴参考电压 < 和所述第三 PI调节模块输出的d轴参考电压《：：通过Park反变换后输出两相静止直角坐标系α-β下的两 相控制电压.M=和％ 所述SVPffM模块，用于将两相控制电压<和^进行空间矢量脉宽调制，输出PffM波形至所 述逆变器模块，所述逆变器模块向所述PMSM模块输入三相电压Ua、Ub和Uc，从而控制所述 PMSM模块。2. 根据权利要求1所述的一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控 制系统，其特征在于，所述卡尔曼观测器模块具体包括SMO优化算法子模块、第四比较器子 模块、饱和函数计算子模块、滑模增益子模块、低通滤波器子模块、卡尔曼滤波器子模块、转 速估算子模块、位置补偿子模块、位置估算子模块和求和模块，其中： 所述SMO优化算法子模块，用于将所述第二Clark变换模块输出的两相定子电压Ua和Ue 与所述滑模增益模块处理后输出的反电动势ea和ee经过SMO优化算法计算后输出电流估算 值4和V; 所述第四比较器子模块，用于将所述SMO优化算法子模块输出的电流估算值4和&与所 述第一 Clark变换模块输出的两相定子电流ia和进行作差运算，得到邱轴上的电流误差值 所述饱和函数计算子模块，用于将所述第四比较器子模块输出的αβ轴上的电流误差值 &和$经过饱和函数运算及所述滑模增益模块处理后得到反电动势~和ee; 所述低通滤波器子模块，用于将所述滑模增益模块处理后输出的反电动势ea和ee通过 低通滤波后得到滑模观测器估算的反电动势估计值i和^; 所述卡尔曼滤波器子模块，用于将所述低通滤波器子模块低通滤波后得到的滑模观测 器估算的反电动势估计值^和#经过卡尔曼滤波后得到了经过卡尔曼滤波后的反电动势 估计值％和办； 所述转速估算子模块，用于将所述卡尔曼滤波器子模块卡尔曼滤波后得到了经过卡尔 曼滤波后的反电动势估计值％和@通过转速估算得到转子转速的估计值 所述位置估算子模块，用于将所述卡尔曼滤波器子模块卡尔曼滤波后得到了经过卡尔 曼滤波后的反电动势估计值I和^通过位置估算得到转子位置未补偿前的估计值; 所述位置补偿子模块，用于通过对相位进行滞后补偿，得出经过卡尔曼滤波后的相位 补偿量Δ队， 9 所述求和模块，用于将所述位置估算子模块得到的转子位置未补偿前的估计值.和所 述位置补偿子模块得到的相位补偿量Δ?λ进行求和，得到转子位置的估计值。3.根据权利要求2所述的一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控 制系统，其特征在于，所述SMO优化算法子模块中的SMO优化算法具体包括以下计算步骤： 首先，建立交流永磁同步电机在两相静止直角坐标系中的数学模型：其中，^为电流i在α轴上的电流值ia的导数，为电流i在β轴上的电流值ie的导数，Rs 为定子绕组电阻，Ls为等效电感，ea为滑模观测器在α轴上的反电动势，邱为滑模观测器在β 轴上的反电动势，Ua为电压U在α轴上的电压值，Ufi为电压U在β轴上的电压值； 其次，代入反电动势方程： ea = -itf ω rsin0 (3) ep = itf ω rcosB (4) 其中，ifc为转子上永磁体产生的磁链，wr为同步转速，θ为转子角位置； 再者，交流永磁同步电机在两相静止直角坐标系α-β中的SMO优化计算方程为：其中，& " &分别为ia、ie的估算值，k为滑模切换增益； 最后，由上述可得电流估计误差方程：其中，1为〇轴上的电流误差值，&为β轴上的电流误差值。4. 根据权利要求2所述的一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控 制系统，其特征在于，所述第四比较器子模块中的电流误差值4和&的计算方程为：其中，?、?和k为a轴上的电流误差值、电流估算值和电流值，'和ie为β轴上的 电流误差值、电流估算值和电流值。5. 根据权利要求2所述的一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控 制系统，其特征在于，所述饱和函数计算子模块中的反电动势ea和ee的计算过程分别包括 以下步骤： 首先，选取sat为饱和函数进行饱和函数运算，即：其次，选取李雅普诺夫函_:寸V求导，当k>max( I ea I，I θβ I )时，则< O，K > O，由李雅普诺夫稳定性定理知，电流滑模观测器是稳定的： 再者，选取电流误差为滑模切换面，则当进入滑动模态时，有 时，其中，ea和ee为滑模观测器的反电动势，&为α轴上的电流误差值，:2#为0轴上的电流误差 值，k为滑模切换增益。6. 根据权利要求2所述的一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控 制系统，其特征在于，所述低通滤波器子模块中通过低通滤波器得到滑模观测器估算的反 电动势估计值L和Μ的计算过程包括： 伸用低诵滤被器,将不连续的开关信号转换为等效的连续信号，相应计算公式如下：#中，为渭模观?则K古算:白勺&#云力势估i十值，滤波I白勺频率，S为 拉普拉斯算子，&和邱为滑模观测器的反电动势。7. 根据权利要求6所述的一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控 制系统，其特征在于，所述低通滤波器子模块中还包括以下计算步骤： 首先，转子位置的估计值通过以下公式求得：A 其中，I为转子位置的估算值，'和_为滑模观测器估算的反电动势； 其次，由于低通滤波器的使用，其相位具有一定的滞后性，须对相位进行滞后补偿，其 相位补偿量为：其中，Δ|是相位补偿量，ω为稳态时转速，ω。为低通滤波器的截止频率； 再者，转子转速的估计值通过以下公式求得：其中为转子转速估算值，1和i为滑模观测器估算的反电动势，￥为转子上永磁体 产生的磁链。8. 根据权利要求2所述的一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控 制系统，其特征在于，所述卡尔曼滤波器子模块中采用卡尔曼滤波器将得到的^和#滤波 后的反电动势&和:6\从随机噪声信号中得到最优观测，卡尔曼滤波器的状态方程如下：其中，Kk为卡尔曼滤波器的增益，_为卡尔曼滤波器的转子电角速度估算值，&和^为 反电动势ea和ee通过低通滤波器得到滑模观测器估算的反电动势估计值，1和^为滑模观 测器估算的反电动势估计值1和#经过卡尔曼滤波后得到了经过卡尔曼滤波后的反电动 势估计值。9. 根据权利要求2所述的一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器控 制系统，其特征在于，所述转速估算子模块中经过卡尔曼滤波后的转子转速的估计值通过 以下公式求得：其中为经过卡尔曼滤波后的转子转速估算值，和#为经过卡尔曼滤波后的滑模 观测器估算的反电动势，如为转子上永磁体产生的磁链。10. 根据权利要求2所述的一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器 控制系统，其特征在于，所述位置估算子模块中经过卡尔曼滤波后的转子位置的估计值通 过以下公式求得：其中，纟^(为经过卡尔曼滤波后的转子位置的估算值，I和#为经过卡尔曼滤波后的滑 模观测器估算的反电动势。11. 根据权利要求2所述的一种基于采用卡尔曼滤波器的滑模观测器的无速度传感器 控制系统，其特征在于，所述位置补偿子模块中，由于低通滤波器的使用，其相位具有一定 的滞后性，须对相位进行滞后补偿，经过卡尔曼滤波后的相位补偿量为：其中，Δ队是相位补偿量，ω为稳态时转速，ω。为低通滤波器的截止频率。
【文档编号】H02P21/00GK106026817SQ201610631286
【公开日】2016年10月12日
【申请日】2016年8月4日
【发明人】张海刚, 张磊, 叶银忠, 徐兵, 王步来, 万衡, 华容, 卢建宁
【申请人】上海应用技术学院