交流旋转机的控制装置以及电动助力转向的控制装置的制造方法
【专利摘要】本发明的交流旋转机的控制装置以及电动助力转向的控制装置具有：交流旋转机，其包含具有相位差的第1绕组及第2绕组；第1电流检测部，其检测第1绕组的电流；第2电流检测部，其检测第2绕组的电流；控制部，其基于电流检测值运算第1电压指令及第2电压指令；以及第1可否检测判定部，其基于第1电压指令及第2电压指令中的至少1个，判定可否利用第1电流检测部检测第1绕组的电流，控制部在无法检测第1绕组的电流时，基于第2绕组的电流检测值，运算第1电压指令及第2电压指令。
【专利说明】
交流旋转机的控制装置以及电动助力转向的控制装置
技术领域
[0001] 本发明涉及一种无需变更控制周期即能够提高交流旋转机的输出的交流旋转机 的控制装置以及电动助力转向的控制装置。
【背景技术】
[0002] 以往的三相PWM变频器装置的相电流检测装置中，控制周期Tsw的长短会根据相位 指令值Θ*及电压指令值V*发生变化。而且，还公开了以下例子，即与根据相位指令值Θ*及电 压指令值V*而决定的零矢量以外的任一个基本电压矢量对应的切换模式的保持时间（tl或 t2)长于变频器主电路的死区时间tdd与利用孔CT9检测电流所需的时间tsw的和(tdd+tsw) 时，选择固定且较短的控制周期Tsw。另一方面，切换模式的保持时间短于时间（tdd+tsw) 时，延长控制周期Tsw，使保持时间长于时间（tdd+tsw)(例如参照专利文献1)。 现有技术文献 专利文献
[0003] 专利文献1:日本专利特开平3-230767号公报
【发明内容】
发明所要解决的技术问题
[0004] 但是，以往的技术中存在如下课题。延长控制周期Tsw后，从三相PWM变频器装置输 出的PWM的周期(等于控制周期Tsw)会延长，由PWM周期的倒数得出的PWM频率会降低。将交 流旋转机连接至三相PWM变频器的输出后，流动在交流旋转机中的电流中含有PWM频率的成 分。因此，随着PWM频率降低，电流中含有的该成分的频率也会降低，所以会出现从交流旋转 机中产生噪声的课题。
[0005] 特别是用于电动助力转向的交流旋转机要求其具有静音性，因而PWM频率设定为 例如20kHz以上(超过可听范围的频带）。此处，用于电动助力转向的交流旋转机中使用如专 利文献1般延长控制周期Tsw (降低PWM频率)的方式时，PWM频率会小于20kHz。其结果为会出 现以下课题，即，会从交流旋转机中产生噪声，并会让搭载有电动助力转向系统的车辆中的 乘客产生不适。
[0006] 本发明鉴于上述问题点开发而成，其目的在于提供一种无需变更控制周期即能够 提高交流旋转机的功率的交流旋转机的控制装置以及电动助力转向的控制装置。 解决技术问题所采用的技术方案
[0007] 本发明所涉及的交流旋转机的控制装置，其特征在于，具有:交流旋转机，其包含 具有相位差的第1绕组及第2绕组;第1电流检测部，其检测第1绕组的电流;第2电流检测部， 其检测第2绕组的电流;控制部，其基于交流旋转机的电流检测值，运算第1电压指令及第2 电压指令;第1电压施加部，其基于第1电压指令，对第1绕组施加电压;第2电压施加部，其基 于第2电压指令，对第2绕组施加电压；以及第1可否检测判定部，其基于第1电压指令及第2 电压指令中的至少1个，判定可否利用第1电流检测部检测第1绕组的电流，控制部当通过第 1可否检测判定部判定为可检测第1绕组的电流时，基于利用第1电流检测部检测出的第1绕 组的电流，运算第1电压指令，当通过第1可否检测判定部判定为无法检测第1绕组的电流 时，基于利用第2电流检测部检测出的第2绕组的电流，运算第1电压指令及第2电压指令。
[0008] 此外，本发明所涉及的电动助力转向的控制装置，其特征在于，具有本发明的交流 旋转机的控制装置，控制部运算第1电压指令及第2电压指令，使交流旋转机产生辅助转向 系统的转向力矩的转矩。 发明效果
[0009] 根据本发明，当第1可否检测判定部判定为可检测第1绕组的电流时，基于利用第1 电流检测部检测出的第1绕组的电流运算第1电压指令，当第1可否检测判定部判定为无法 检测第1绕组的电流时，基于利用第2电流检测部检测出的第2绕组的电流运算第1电压指令 及第2电压指令，由此可获得能够在减少交流旋转机的噪声的状态下提高交流旋转机的功 率这一以往所没有的显著效果。
【附图说明】
[0010] 图1是表示本发明的实施方式1中交流旋转机的控制装置的整体结构的图。 图2是用来说明用作本发明的实施方式1中交流旋转机的一例的三相交流旋转机的结 构的图。 图3是表示本发明的实施方式1中半导体开关的导通/断开状态所对应的第1电压矢量 与在第1电压施加部的直流母线中流动的电流的关系的图。 图4是表示本发明的实施方式1中半导体开关的导通/断开状态所对应的第2电压矢量 与在第2电压施加部的直流母线中流动的电流的关系的图。 图5是表示本发明的实施方式1中基于第1电压指令的第1电压指令矢量及基于第2电压 指令的第2电压指令矢量的说明图。 图6是本发明的实施方式1中第1电压指令及第2电压指令的波形图。 图7是用来对本发明的实施方式1中的第1电压施加部中电压指令与各相上侧桥臂开关 元件的导通比例的关系进行说明的图。 图8是用来对本发明的实施方式1中的第2电压施加部中电压指令与各相上侧桥臂开关 元件的导通比例的关系进行说明的图。 图9是有关本发明的实施方式1中半导体开关的导通/断开模式以及电流检测部的切换 信号的周期的动作说明图。 图10是有关本发明的实施方式1中半导体开关的导通/断开模式以及电流检测部的切 换信号的周期的不同于图9的动作说明图。 图11是有关本发明的实施方式1中半导体开关的导通/断开模式以及电流检测部的切 换信号的周期的不同于图9和图10的动作说明图。 图12是有关本发明的实施方式1中第1可否检测判定部的功能的说明图。 图13是表示本发明的实施方式1中第1可否检测判定部的一系列动作的流程图。 图14是表示本发明的实施方式2中第1可否检测判定部的一系列动作的流程图。 图15是表示本发明的实施方式2中将第3规定值设定为O.lVdc时，图14的各步骤中记载 的波形的图。 图16是表示本发明的实施方式4中交流旋转机的控制装置的整体结构的图。 图17是表示本发明的实施方式5中交流旋转机的控制装置的整体结构的图。 图18是表示本发明的实施方式5中半导体开关的导通/断开状态所对应的第1电压矢量 与第1绕组的电流的关系的图。 图19是表示本发明的实施方式5中半导体开关的导通/断开状态所对应的第2电压矢量 与第2绕组的电流的关系的图。 图20是有关本发明的实施方式5中半导体开关的导通/断开模式以及电流检测部的切 换信号的周期的动作说明图。 图21是有关本发明的实施方式5中第1可否检测判定部的功能的说明图。 图22是表示本发明的实施方式5中第1可否检测判定部的一系列动作的流程图。 图23是表示本发明的实施方式6中交流旋转机的控制装置的整体结构的图。 图24是表示本发明的实施方式7中交流旋转机的控制装置的整体结构的图。 图25是表示本发明的实施方式8中交流旋转机的控制装置的整体结构的图。 图26是表示本发明的实施方式8中第2可否检测判定部的一系列动作的流程图。 图27是表示本发明的实施方式8中切换器的一系列动作的流程图。 图28是表示本发明的实施方式9中交流旋转机的控制装置的整体结构的图。 图29是表示本发明的实施方式9中基于第1电压指令改变电流差增益的状态的图。 图30是表示本发明的实施方式9中基于第1电压指令改变电流和增益的状态的图。 图31是表示本发明的实施方式10中交流旋转机的控制装置的整体结构的图。
【具体实施方式】
[0011]以下，使用【附图说明】本发明的交流旋转机的控制装置以及电动助力转向的控制装 置的优选实施方式。
[0012]实施方式1 图1是表示本发明的实施方式1中交流旋转机的控制装置的整体结构的图。此外，图2是 用来说明用作本发明的实施方式1中交流旋转机的一例的三相交流旋转机的结构的图。图1 所示的交流旋转机la如图2所示，是不经电气连接地将在中性点N1连接着的第1三相绕组 1]1、￥1、11以及在中性点呢连接着的第2三相绕组1]2、￥2、12收容于旋转机械的定子的三相交 流旋转机。
[0013] 另外，U1绕组与U2绕组、VI绕组与V2绕组、W1绕组与W2绕组分别具有30度的相位 差。图2中，作为交流旋转机la列举了第1三相绕组与第2三相绕组都为Y形接线的情况，但本 发明也可适用于三角形接线的情况。
[0014] 直流电源2a向第1电压施加部3a输出直流电压Vdcl，直流电源2b向第2电压施加部 3b输出直流电压Vdc2。作为这些直流电源2 &、213，包含电池、0(：-0(：变流器、二极管整流器、 P丽整流器等输出直流电压的所有设备。此外，使用直流电源2a、2b中的任一个，向第1电压 施加部3a及第2电压施加部3b输出直流电压的结构也包含在本发明的范围内。
[0015] 第1电压施加部3a使用逆变换电路(变频器)对第1电压指令Vul'、VVr、VWr实施 PWM调制，使半导体开关Supl、Sunl、Svpl、Svnl、Swpl、Swnl (以下说明中，将这6个半导体开 关记作半导体开关Supl~Swnl)导通/断开。从而，第1电压施加部3a将从直流电源2a输入的 直流电压Vdcl转换为交流电，并对交流旋转机la的第1三相绕组U1、V1、W1施加交流电压。此 处，作为半导体开关Supl~Swnl，使用IGBT、双极型晶体管、MOS功率晶体管等半导体开关以 及将二极管反向并联的开关。
[0016] 第2电压施加部3b使用逆变换电路(变频器)对第2电压指令￥112'、￥72'、^2'实施 P丽调制，使半导体开关Sup2、Sun2、Svp2、Svn2、Swp2、Swn2(以下说明中，将这6个半导体开 关记作半导体开关Sup2~Swn2)导通/断开。从而，第2电压施加部3b将从直流电源2b输入的 直流电压Vdc2转换为交流电，并对交流旋转机la的第2三相绕组U2、V2、W2施加交流电压。此 处，作为开关Sup2~Swn2,使用IGBT、双极型晶体管、M0S功率晶体管等半导体开关以及将二 极管反向并联的开关。
[0017] 第1电流检测部4a使用分流电阻和电流互感器(CT)等电流传感器，检测在第1电压 施加部3a的直流母线中流动的电流I dc 1。图3是表示本发明的实施方式1中半导体开关Sup 1 ~Swnl的导通/断开状态所对应的第1电压矢量V0(1)~V7(l)与在第1电压施加部3a的直流 母线中流动的电流Idcl的关系的图。另外，图3所示的Supl~Swpl中，"Γ表示开关导通的状 态，"0"表示开关断开的状态。
[0018]第1电流检测部4a基于图3所示的关系，检测第1绕组的电流11!1、^1、1?1。另外，第 1电流检测部4a从Idcl中检测第1绕组的电流Iul、Ivl、Iwl中的2相，并利用三相电流的和为 零这一点，通过运算求得剩下的1相。
[0019] 第2电流检测部4b使用分流电阻和电流互感器(CT)等电流传感器，检测在第2电压 施加部3b的直流母线中流动的电流Idc2。图4是表示本发明的实施方式1中半导体开关Sup2 ~Swn2的导通/断开状态所对应的第2电压矢量V0(2)~V7(2)与在第2电压施加部3b的直流 母线中流动的电流Idc2的关系的图。另外，图4所示的Sup2~Swp2中，"Γ表示开关导通的状 态，"0"表示开关断开的状态。
[0020] 第2电流检测部4b基于图4所示的关系，检测第2绕组的电流11!2、^2、1?2。另外，第 2电流检测部4b从Idc2中检测第2绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2中的2相，并利用三相电流的和为 零这一点，通过运算求得剩下的1相。
[0021] 此外，图3所示的第1电压矢量中括号内的数字（1)以及图4所示的第2电压矢量中 括号内的数字(2)是用来判断第1电压矢量及第2电压矢量的记号，基于第1电压指令的第1 电压矢量标记(1)，基于第2电压指令的第2电压矢量标记(2)。
[0022]第1可否检测判定部12a基于第1电压指令￥1!1'、￥?1'、^1'，判定可否检测第1绕组 的电流，并输出第1可否检测判定信号flag_l。
[0023] 接着，说明控制部5a。坐标转换器6a基于交流旋转机la的旋转位置Θ将利用第1电 流检测部4a检测出的第1绕组的电流Iul、I vl、Iwl转换为旋转坐标上的电流，并运算旋转二 轴上的第1绕组的电流Idl、Iql。
[0024] 坐标转换器6b基于交流旋转机la的旋转位置Θ将利用第2电流检测部4b检测出的 第2绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2转换为旋转坐标上的电流，并运算旋转二轴上的第2绕组的电 流Id2、Iq2〇
[0025] 切换器7a基于第1可否检测判定信号flag_l判定为可检测第1绕组的电流时，实施 切换，使第1绕组的电流Idl、Iql分别作为旋转二轴坐标上的电流Id'、Iq'输出。此外，切换 器7a基于第1可否检测判定信号flag_l判定为无法检测第1绕组的电流时，实施切换，使第2 绕组的电流Id、Iq分别作为旋转二轴坐标上的电流Id'、Iq'输出。
[0026] 减算器8a运算交流旋转机la的d轴电流指令Id*与从切换器7a输出的旋转二轴坐 标上的电流Id'的偏差did。此外，减算器8b运算交流旋转机la的q轴电流指令Iq*与从切换 器7a输出的旋转二轴坐标上的电流Iq'的偏差dlq。
[0027] 控制器9a运算旋转二轴坐标上的电压指令Vd，以使用P控制器和PI控制器将偏差 did控制为零。此外，控制器9b运算旋转二轴坐标上的电压指令Vq，以使用P控制器和PI控制 器将偏差dlq控制为零。
[0028] 坐标转换器10a基于交流旋转机la的旋转位置Θ将旋转二轴坐标上的电压指令Vd、 Vq转换为三相交流坐标，并运算第1电压指令Vul、Vvl、Vwl。
[0029] 此外，坐标转换器10b基于将交流旋转机la的旋转位置Θ减去30度后的位置Θ-30将 旋转二轴坐标上的电压指令Vd、Vq转换为三相交流坐标，并运算第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2。
[0030] 偏差运算器11a如下式（1)~(3)所示，将第1电压指令Vul、Vvl、Vwl加上偏差电压 Vofsetl，作为第1电压指令Vul'、Vvl'、Vwl'输出。 Vul' =Vul+Voff setl (1) Vvl' =Vvl+Voff setl (2) Vwl' =Vwl+Voff setl (3)
[0031] 偏差运算器lib如下式(4)~(6)所示，将第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2加上偏差电压 Vofset2,作为第2电压指令Vu2'、Vv2'、Vw2'输出。 Vu2，=Vu2+Voffset2 (4) Vv2，=Vv2+Voffset2 (5) Vw2' =Vw2+Voffset2 (6)
[0032] 第1可否检测判定部12a基于第1电压指令Vul'、Vvl'、Vwl'，输出第1可否检测判定 信号 flag_l。
[0033] 接着，详细说明第1电压指令、第2电压指令以及第1可否检测判定部12a的动作。图 5是表示本发明的实施方式1中基于第1电压指令Vul'、Vvl'、Vwl'的第1电压指令矢量VI*及 基于第2电压指令￥1!2'^2'、^2'的第2电压指令矢量￥2*的说明图。如图5所示，第1电压指 令矢量VI*及第2电压指令矢量V2*分别为旋转U(l)-V(l)-W(l)轴、U(2)-V(2)-W(2)轴的矢 量。
[0034] 另外，图5所示的括号内的数字是用来分开表示与第1绕组对应的轴及与第2绕组 对应的轴的记号。具体地说，标记有（1)的U(1)、V(1)、W(1)分别表示与第1绕组的U相、V相、W 相对应的轴，标记有(2)的U(2)、V(2)、W(2)分别表示与第2绕组的U相、V相、W相对应的轴。此 处，以U(l)轴为基准时第1电压指令矢量VI*与第2电压指令矢量V2*的相位角都为θ ν，没有 相位差。
[0035]图6是本发明的实施方式1中第1电压指令Vul、Vvl、Vwl及第2电压指令Vu2、Vv2、 Vw2的波形图。上述图5所示的U(2)、V(2)、W(2)轴相对于1](1)，(1)、1(1)轴，分别延迟了30 度相位。因此，如图6所示，第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2分别比第1电压指令Vul、Vvl、Vwl延迟 了 30度相位。
[0036]图6中，横轴是以U(l)轴为基准的电压相位角θν。因此，相对于第1绕组与第2绕组 具有30度相位差的交流旋转机la，第1电压指令与第2电压指令具有30度相位差。此外，相对 于第1绕组与第2绕组具有30+60 XN(N:整数)度相位差的交流旋转机，同样地第1电压指令 与第2电压指令具有30+60 XN度相位差。
[0037]图7是用来对本发明的实施方式1中的第1电压施加部3a中电压指令与各相上侧桥 臂开关元件的导通比例的关系进行说明的图。图7(a)是图6所示的第1电压指令Vul、Vvl、 Vwl，是坐标转换器10a的输出。此外，图7(b)是偏差运算器11a的输出即第1电压指令Vul'、 Vvl'、Vwl'，通过上式（1)~(3)计算得出。
[0038]另外，上式（1)~（3)中的偏差电压Vofsetl使用第1电压指令Vul、Vvl、Vwl的最大 值Vmaxl、最小值Vminl通过下式(7)得出。 Vofsetl = -〇.5(Vminl+Vmaxl) (7)
[0039] 但是，第1电压施加部3a能够输出的相电压的电压输出范围为0~母线电压Vdcl。 因此，为了将电压输出范围设置在第1电压施加部3a可输出的Vdcl以内，当第1电压指令 VuΓ、VvΓ、Vwl'小于-0.5Vdc 1 和超过0.5Vdc 1 时，分别以-0.5Vdc 1、0.5Vdc 1 加以限制。
[0040] 此外，作为Voffsetl，除了上式（7)以外，还可采用作为两相调制法和三次谐波叠 加法而众所周知的其他偏差电压运算方法。
[0041]图7(c)是表示第1电压施加部3a中各相上侧桥臂开关元件(5即1、5￥口1、5*口1)的导 通比例的导通占空比Dsupl、Dsvpl、Dswpl。这些导通占空比Dsupl、Dsvpl、Dswpl分别使用 Vul '、Vvl '、Vwl '，通过下式来求得： Dsxpl = 0.5+Vxl VVdcl 其中，x = U、V、W。例如，Dsupl为0.6时，第1电压施加部3a在切换周期Tsw中Supl的导通 比例为0.6。
[0042]此处，第1电压施加部3a中，各相始终将上侧桥臂开关元件(3即1、3￥口1、3￥口1)与下 侧桥臂开关元件（3卯1、5￥口1、5*口1)中的任一个导通。因此，各相上侧桥臂开关元件的导通 占空比（Dsupl、Dsvpl、Dswpl)与下侧桥臂开关元件的导通占空比（Dsunl、Dsvnl、Dswnl)之 间存有下式(8)~（10)的关系。 Dsupl+Dsunl = l (8) Dsvpl+Dsvnl = l (9) Dswpl+Dswnl=1 (10)
[0043] 因此，例如，Dsupl为0.6时，根据上式(8)，Dsunl为0.4。如上所述，决定基于第1电 压指令Vul'、Vvl'、Vwl'的第1电压施加部3a中各切换元件的导通占空比。
[0044] 图8是用来对本发明的实施方式1中的第2电压施加部3b中电压指令与各相上侧桥 臂开关元件的导通比例的关系进行说明的图。图8(a)是图6所示的第2电压指令Vu2、Vv2、 Vw2,是坐标转换器10b的输出。此外，图8(b)是偏差运算器11a的输出即第2电压指令Vu2'、 Vv2'、Vw2'，通过上式(4)~(6)计算得出。
[0045] 另外，上式(4)~(6)中的偏差电压Vofset2使用第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2的最大 值Vmax2、最小值Vmin2并通过下式(11)得出。 Vofset2 = -〇.5(Vmin2+Vmax2) (11)
[0046] 但是，第2电压施加部3b能够输出的相电压的电压输出范围为0~母线电压Vdc2。 因此，为了将电压输出范围设置在第2电压施加部3b可输出的Vdc2以内，当第2电压指令 Vu2 '、Vv2 '、Vw2 ' 小于-0 · 5Vdc2及超过0 · 5Vdc2时，分别以-0 · 5Vdc2、0 · 5Vdc2加以限制。
[0047]此外，作为Voffset2，除了上式（11)以外，还可采用作为两相调制法和三次谐波叠 加法而众所周知的其他偏差电压运算方法。
[0048]图8(c)是表示第2电压施加部3b中各相上侧桥臂开关元件(Sup2、Svp2、Swp2)的导 通比例的导通占空比〇8卯2、〇8￥口2、〇8￥口2。这些导通占空比〇8卯2、〇8￥口2、〇8￥口2分别使用 Vu2'、Vv2'、Vw2'，通过下式来求得： Dsxp2 = 0.5+Vx2 7Vdc2 其中，x = U、V、W。例如，Dsup2为0.6时，第2电压施加部3b在切换周期Tsw中Sup2的导通 比例为0.6。
[0049]此处，第2电压施加部3b中，各相始终将上侧桥臂开关元件(Sup2、Svp2、Swp2)与下 侧桥臂开关元件(Sun2、Svn2、Swn2)中的任一个导通。因此，各相上侧桥臂开关元件的导通 占空比（〇8卯2、〇8￥口2、〇8￥口2)与下侧桥臂开关元件的导通占空比（〇811112、〇8￥112、〇8￥112)之 间存有下式(12)~（14)的关系。 Dsup2+Dsun2 = 1 (12) Dsvp2+Dsvn2 = 1 (13) Dswp2+Dswn2 = 1 (14)
[0050] 因此，例如，Dsup2为0.6时，根据上式（12)，Dsun2为0.4。如上所述，决定基于第2电 压指令Vu2'、Vv2'、Vw2'的第2电压施加部3b中各切换元件的导通占空比。
[0051] 图9是有关本发明的实施方式1中半导体开关的导通/断开模式以及电流检测部的 切换信号的周期的动作说明图。具体地说，是表示第1电压施加部3a的半导体开关Supl、 3￥口1、3￥口1及第2电压施加部313的半导体开关3卯2、3￥口2、3￥口2的导通/断开模式以及第1电 流检测部4a及第2电流检测部4b的切换信号的周期Tsw的关系的图。
[0052] 另外，511111、3￥111、3￥111、311112、3￥112、3￥112分别与3卯1、3￥卩1、3￥卩1、3卯2、3￥卩2、3界卩2 具有相反(如果前者为1则后者为〇,如果前者为〇则后者为1，但不包括死区时间期间）的关 系，因此省略。
[0053] 图9中，按照从大到小的顺序，设为第1最大相电压Emax 1、第1中间相电压Emi d 1以 及第1最小相电压Eminl时，第1电压指令Vul'、Vvl'、Vwl'具有下式（15)~（17)的关系。 Emaxl=Vul' (15) Emidl=Vvl，(16) Eminl=Vwl' (17)
[0054] 同样地，按照从大到小的顺序，设为第2最大相电压Emax2、第2中间相电压Emid2以 及第2最小相电压Emin2时，第2电压指令Vu2'、Vv2'、Vw2'具有下式(18)~(20)的关系。 Emax2 = Vul， (18) Emid2 = Vvl'（19) Emin2 = Vwl， (20)
[0055] 在时刻11 (η)，将Supl、Sup2设为1，并且将Svpl、Swpl、Svp2、Swp2设为0，持续至经 过Atl后的时刻t2(n)。根据图3、图4,在时刻tl(n)~t2(n)，第1电压矢量为Vl(l)，第2电压 矢量为￥1(2)。在时刻七1(11)~七2(11)中的时刻七81-1(11)，检测1(1(31。
[0056] 偏移时间△ tl设定为长于第1电压施加部3a或第2电压施加部3b的死区时间与第1 电流检测部4a检测Idcl或者第2电流检测部4b检测Idc2所需的时间（例如，检测波形中含有 的振铃收敛所需的时间或样品保持所需的时间）的和的时间。例如，A tl = 5ys。
[0057] 根据图3,在时刻tl(n)~t2(n)，第1电压矢量为Vl(l)，时刻tsl-l(n)中检测出的 Idcl等于Iul。此外，根据图4,在时刻tl(n)~t2(n)，第2电压矢量为￥1(2)，时刻七81-1(1〇中 检测出的Idc2等于Iu2。
[0058] 接着，在时刻t2(n)，将Svpl、Svp2设为1，将该切换模式持续至时刻t3(n)。根据图 3、图4,在时刻t2(n)~t3(n)，第1电压矢量为V2(l)，第2电压矢量为V2(2)。
[0059] 在时刻tsl_2(n)，再次检测Idcl、Idc2。偏移时间At2与偏移时间Atl同样地设定 为长于第1电压施加部3a或第2电压施加部3b的死区时间与第1电流检测部4a检测Idcl或者 第2电流检测部4b检测Idc2所需的时间的和的时间。一般设定为△ tl= Δ t2。
[0060] 根据图3,在时刻t2(n)~t3(n)，第1电压矢量为V2(l)，时刻tsl-2(n)中检测出的 Idcl等于-Iwl。此外，根据图4,在时刻t2(n)~t3(n)，第2电压矢量为V2(2)，时刻tsl-2(n) 中检测出的Idc2等于-Iw2。
[0061] 如上所述，由于能够检测第1绕组的电流Iul、Iwl、第2绕组的电流Iu2、Iw2,所以利 用三相电流的和为零，能够检测第1绕组的电流Iul、I Vl(=-Iul-Iwl)、Iwl、第2绕组的电流 Iu2、Iv2( =_Iu2_Iw2)、Iw2〇
[0062] 然后，在时刻t3(n)，将Swpl、Swp2设为USupl~Swp2的脉冲宽度(持续"Γ的时间） 由与各开关对应的导通占空比Dsupl~Dswp2及切换周期Tsw的相乘值来决定。
[0063] 如上所述，在本实施方式1中，按照与第1最大相电压Emaxl对应的相的上侧桥臂开 关元件的开关、与第1中间相电压Emidl对应的相的上侧桥臂开关元件的开关以及与第1最 小相电压Eminl对应的相的上侧桥臂开关元件的开关的顺序，将时刻错开△ tl或△ t2来实 施导通。然后，通过上述切换，形成能够从图3所示的Idcl中检测第1绕组的电流Iul、Ivl、 Iwl中的2相的2种第1电压矢量，形成能够从图4所示的Idc2中检测第2绕组的电流Iu2、Iv2、 Iw2中的2相的2种第2电压矢量。
[0064] 但是，根据与第1中间相电压Emid 1对应的相的电压指令值，无法形成能够从Idc 1 中检测第1绕组的电流Iul、Ivl、Iwl中的2相的2种第1电压矢量，其结果是，有时无法检测第 1绕组的电流Iul、Ivl、Iwl。
[0065] 图10是有关本发明的实施方式1中半导体开关的导通/断开模式以及电流检测部 的切换信号的周期的不同于图9的动作说明图，例示了无法检测第1绕组的电流Iul、Ivl、 Iwl的情况。图10中表示了 Vvl'较小且Dsvpl · Tsw小于At2的状态。该状态下，时刻t2(n)时 将Svpl导通后，会在时刻t3(n)之前断开，无法在偏移时间At2的区间内形成第1电压矢量 V2(l)〇
[0066] 此外，图11是有关本发明的实施方式1中半导体开关的导通/断开模式以及电流检 测部的切换信号的周期的不同于图9、图10的动作说明图，与图10同样地例示了无法检测第 1绕组的电流1111、1￥1、1￥1的情况。图11中表示了\^1'较大且〇8￥口1.18￥大于18￥-八1：1的状 态。该状态下，即使在切换周期Tsw结束的时刻t4(n)将Svpl断开的情况下，如果不在时刻t2 (η)之前将Svpl导通，则无法形成与Dsvpl · Tsw对应的脉冲宽度。其结果是，无法在△ tl的 区间内形成Vl(l)。
[0067] 关于第2电压施加部3b，同样地在图9中Vv2'较小时，无法在偏移时间Δ t2的区间 内形成V2 (2)。此外，Vv2 '较大时，无法在偏移时间△ 11的区间内形成VI (2)。
[0068] 该课题能够通过增大专利文献1中记载的切换周期(专利文献1中的控制周期)Tsw 来解决。将偏移时间△ tl或偏移时间△ t2设为固定时间后，通过增大Tsw，能够降低偏移时 间A 11或偏移时间Δ t2在Tsw中所占的比例。因此，即使在上述中间相电压较小且Dsvp 1较 小时或者中间相电压较大且Dsvpl较大时，也能够检测电流。
[0069] 但是，增大Tsw后，由Tsw的倒数得出的切换频率会降低，并且该频率进入可听范围 内后，会出现切换频率成分的噪声发生增大的课题。例如，交流旋转机la为用于电动助力转 向的电机时，将切换频率设定为20kHz以上(可听范围的带宽外）。
[0070] 这是因为人类的可听范围为20Hz~20kHz，设定为20kHz以上（可听范围的带宽外） 时，人类听不到切换频率成分的声音。但是，为了确保偏移时间A tl或偏移时间△ t2而使切 换频率低于20kHz时，人类会听到切换频率成分的声音，其结果是会出现噪声。
[0071] 此外，若为了避免该噪声而限制第1电压指令的振幅，使第1中间相电压Emidl在能 够确保偏移时间A tl或△ t2的范围内，则对交流旋转机la施加的电压会受到限制，并会出 现因交流旋转机la无法产生较高功率的其他课题。
[0072] 回到本发明。图12是有关本发明的实施方式1中第1可否检测判定部12a的功能的 说明图。具体地说，第1可否检测判定部12a通过判断与第1中间相电压Emidl对应的相的电 压指令值以及与第2中间相电压Emid2对应的相的电压指令值是否在第1规定值Vsl以下且 第2规定值Vs2以上的范围内，从而判断第1电流检测器4a可否检测第1绕组的电流或者第2 电流检测器4b可否检测第2绕组的电流。
[0073] 此处，如果第1中间相电压Emidl和第2中间相电压Emid2等于Vsl，则表示中间相电 压中上侧桥臂开关元件的Tsw的导通时间等于Tsw- △ 11。因此，第1规定值Vs 1相当于能够确 保偏移时间A tl的上限值。
[0074] 另一方面，如果第1中间相电压Emidl和第2中间相电压Emid2等于Vs2，则表示中间 相电压中上侧桥臂开关元件的Tsw的导通时间能够确保△ t2。因此，第2规定值Vs2相当于能 够确保偏移时间A t2的下限值。
[0075] 图12(a)中，点线表示图7(b)所示的第1电压指令￥1!1'、￥71'、^1'，实线表示第1中 间相电压Emidl，单点划线表示第1规定值Vsl及第2规定值Vs2。此处，设定为Vsl=0.4Vdcl、 Vs2 = -0.4Vdcl〇
[0076] 图12(b)是第1可否检测判定部12a的输出。第1可否检测判定部12a通过判断第1中 间相电压Emidl是否为第1规定值Vsl以下且第2规定值Vs2以上的范围内，从而判断可否检 测第1绕组的电流，并且输出第1可否检测判定信号flag_l，如果为第1规定值Vsl以下且第2 规定值Vs2以上的范围内则该第1可否检测判定信号flag_l为1，如果超出范围则为0。
[0077] 图12(c)中，点线表示图8(b)所示的第2电压指令￥1!2'、￥72'、^2'，实线表示第2中 间相电压Emid2,单点划线表示Vsl及Vs2。图12(d)是用来判断第2中间相电压Emid2是否为 第1规定值Vsl以下且第2规定值Vs2以上的范围内的第2可否检测判定信号flag_2,如果在 第1规定值Vs 1以下且第2规定值Vs 2以上的范围内则为1，如果超出范围则为0。
[0078]另外，该第2可否检测判定信号flag_2是在下述实施方式8~10中使用图25、图28、 图31说明的第2可否检测判定部701a的输出。但是，如图1所示，实施方式1中未使用第2可否 检测判定部，但在图12为进行说明特加以记载。
[0079]在电压相位角θν为60\以^0、1、2、3、4、5、6)度的附近，第1可否检测判定信号 flag_l为0。若关注第2可否检测判定信号flag_2，则在电压相位角θν为30+60Xx(X:0、l、2、 3、4、5)度的附近，第2可否检测判定信号flag_2为0。因此，第1可否检测判定信号flagj及 第2可否检测判定信号flag_2为0时，电压相位角θ ν相互错开30度，flag_l为0时，flag_2为 1，反之，f lag_2为1 时，f lag_2为 0。
[0080] 图13是表示本发明的实施方式1中第1可否检测判定部12a的一系列动作的流程 图。步骤SlOOOa中，第1可否检测判定部12a基于第1电压指令￥1!1'、￥^'、^1'，运算第1中间 相电压Emidl。步骤SlOOOb中，第1可否检测判定部12a判定第1中间相电压Emidl是否为第1 规定值Vs 1以下，如果为"是"则进入步骤SlOOOc，如果为"否"则进入步骤SlOOOe。
[0081] 步骤SlOOOc中，第1可否检测判定部12a判定第1中间相电压Emidl是否为第2规定 值Vs2以上，如果为"是"则进入步骤S 1000d，如果为"否"则进入步骤SlOOOe。
[0082] 进入步骤S1000d时，第1可否检测判定部12a将1代入第1可否检测判定信号flag_l 中。另一方面，进入步骤SlOOOe时，第1可否检测判定部12a将0代入第1可否检测判定信号 flag_l 中。
[0083]最终，第1可否检测判定部12a在第1可否检测判定信号flag_l为1时，判定为可检 测第1绕组的电流，并切换切换器7a，使根据第1绕组电流得出的旋转二轴上的电流Idl、Iql 分别作为Id'、Iq'输出。另一方面，第1可否检测判定部12a在第1可否检测判定信号flag_l 为〇时，判定为无法检测第1绕组的电流，并切换切换器7a，使根据第2绕组电流得出的旋转 二轴上的电流Id2、Iq2分别作为Id'、Iq'输出。
[0084] 如上所述，根据实施方式1，判定为第1电流检测部4a可基于第1电压指令检测第1 绕组的电流。而且其构成为，判定为可检测时，基于第1绕组的电流运算第1电压指令及第2 电压指令，判定为无法检测时，基于第2绕组的电流运算第1电压指令及第2电压指令。
[0085] 由于具有此种结构，所以无需如专利文献1般延长切换周期Tsw，并且可延长第1电 压指令及第2电压指令的振幅，无需限制第1电压指令的振幅来确保第1中间相电压的偏移 时间。其结果为，可获得在维持交流旋转机la的低噪声的状态下能够提高输出的效果。 [0086]实施方式2 本实施方式2中说明通过采用不同于上述实施方式1的第1可否检测判定部12a的处理 来判断可否检测第1绕组的电流的第1可否检测判定部12b。基本上，结构与上述实施方式1 的图1相同，仅是将图1中的第1可否检测判定部12a替换为第1可否检测判定部12b这点存在 差异。因此，以不同于实施方式1的第1可否检测判定部12b为中心加以说明。
[0087]图14是表示本发明的实施方式2中第1可否检测判定部12b的一系列动作的流程 图。步骤S2000a中，第1可否检测判定部12b基于第1电压指令Vul'、Vvl'、Vwl'，求得第1最大 相电压Emaxl、第1中间相电压Emidl、第1最小相电压Eminl。
[0088]步骤S2000b中，第1可否检测判定部12b判断第1最大相电压与第1中间相电压的差 即Emaxl-Emidl是否为第3规定值Vs3以上，如果为"是"则进入步骤S2000C，如果为"否"则进 入步骤S2000e。
[0089] 步骤S2000c中，第1可否检测判定部12b判断第1中间相电压与第1最小相电压的差 即Emidl-Eminl是否为第3规定值Vs3以上，如果为"是"则进入步骤S2000d，如果为"否"则进 入步骤S2000e。
[0090] 进入步骤S2000d时，第1可否检测判定部12b将1代入第1可否检测判定信号flag_l 中。另一方面，进入步骤S2000e时，第1可否检测判定部12b将0代入第1可否检测判定信号 flag_l 中。
[0091] 此处，可基于偏移时间Atl或At2与切换周期Tsw的比，决定第3规定值Vs3。例如， 如果偏移时间Δ tl= Δ t2 = 5ys、切换周期Tsw，则第3规定值Vs3为Δ tl/Tsw · Vdc = 0.1Vdc〇
[0092] 图15是表示本发明的实施方式2中将第3规定值Vs3设定为O.lVdc时，图14的各步 骤中记载的波形的图。具体地说，图15(a)为第1电压指令￥1!1'^￥1'、^1'。图15(13)是步骤 S2000a中记载的第1最大相电压Emaxl、第1中间相电压Emidl、第1最小相电压Eminl。
[0093]图15(c)是步骤S2000b、S2000c中分别记载的第1最大相电压与第1中间相电压的 差即Emaxl-Emidl及第1中间相电压与第1最小相电压的差即Emidl-Eminl。并且，图15(d)为 步骤S2000d、S2000e中记载的第1可否检测判定信号flag_l。
[0094] 如上所述，根据实施方式2,分别运算第1最大相电压与第1中间相电压的差、第1中 间相电压与第1最小相电压的差，当这些值小于第3规定值时，判定为无法检测第1绕组的电 流。根据此种判定处理，也能够获得与上述实施方式1同等的效果。
[0095] 另外，本实施方式2中，基于偏差运算器11a的输出即第1电压指令Vul'、Vvl'、 Vwl'，第1可否检测判定部12b判定可否检测第1绕组的电流。但是，即使取代偏差运算器11a 的输出即第1电压指令￥1!1'、￥^、^1'，代入至偏差运算器11&的输入即第1电压指令￥1!1、 Vvl、Vwl进行运算，Emaxl-Emidl或Emidl-Eminl的运算结果也相同。因此，即使采用将第1电 压指令Vul、Vvl、Vwl输入至第1可否检测判定部12b的结构时，也能够获得与基于第1电压指 令Vul'、Vvl'、Vwl'进行运算时同等的效果。
[0096]实施方式3 本实施方式3中说明通过采用不同于上述实施方式1的第1可否检测判定部12a或上述 实施方式2的第1可否检测判定部12b的处理判断可否检测第1绕组的电流的第1可否检测判 定部12c。基本上，结构与上述实施方式1的图1相同，仅是将图1中的第1可否检测判定部12a 替换为第1可否检测判定部12c这点存在差异。因此，以不同于实施方式1、2的第1可否检测 判定部12c为中心加以说明。
[0097]第1可否检测判定部12c基于第1电压指令￥111'、￥"'、^1'，根据下式（21)运算电 压相位角θν，并根据电压相位角θν的区域，判定可否检测第1绕组的电流。
[0098][数学式1]
[00"] 上述实施方式1中，表示了电压相位角θν为60Χχ(χ:0、1、2、3、4、5、6)度的附近，无 法检测第1绕组的电流的情况。因此，第1可否检测判定部12c在基于第1电压指令运算后获 得的Θv为60 X χ-α以上、60 X χ+α (α :余量）以下的范围内时，判定为无法检测第1绕组的电 流，并输出〇作为flag_l。另一方面，第1可否检测判定部12c在θν超出该范围时，判定可检测 第1绕组的电流，并输出1作为flag_l。
[0100]另外，虽然余量α取决于偏移时间Atl、At2或第1电压指令的最大值等，但其大小 决定为30度以内。
[0101] 如上所述，根据实施方式3,具有以下结构，即运算第1电压指令的电压相位角，并 根据电压相位核的区域，判定可否实施第1绕组的电流的检测判定。采用此种结构，也能够 获得与上述实施方式1、2同等的效果。
[0102] 另外，本实施方式3中，基于偏差运算器11a的输出即第1电压指令Vul'、Vvl'、 Vwl'，第1可否检测判定部12c判定可否检测第1绕组的电流。但是，即使不代入偏差运算器 11a的输出即第1电压指令Vul'、Vvl'、Vwl'，取而代之代入对偏差运算器11a的输入即第1电 压指令Vul、Vvl、Vwl进行运算，上式(22)的运算结果也相同。因此，即使采用将第1电压指令 Vul、Vvl、Vwl输入至第1可否检测判定部12c的结构时，也能够获得与基于第1电压指令 Vul'、Vvl'、Vwl'进行运算时同等的效果。
[0103] 其他基于旋转二轴的电压指令Vd、Vq计算电压相位角θν的方法等、在基于电压指 令求得电压相位角θν后，基于电压相位角θ ν判定可否检测第1绕组的电流的方法全都包含 在本发明中。
[0104] 实施方式4 本实施方式4中说明通过采用不同于上述实施方式1~3的第1可否检测判定部12a、 12b、12c的处理来判断可否检测第1绕组的电流的第1可否检测判定部12d。图16是表示本发 明的实施方式4中交流旋转机的控制装置的整体结构的图。本实施方式4中，第1可否检测判 定部12d不基于第1电压指令Vul'、Vvl'、Vwl'，取而代之基于第2电压指令Vu2'、Vv2'、Vw2' 来判断可否检测第1绕组的电流。因此，以不同于实施方式1~3的第1可否检测判定部12d为 中心加以说明。
[0105] 图16所示的第1可否检测判定部12d基于第2电压指令￥1!2'、￥"'、^2'，根据下式 (22)运算电压相位角θν，并根据电压相位角θ ν的区域，判定可否检测第1绕组的电流。
[0106] [数学式2]
[0107] 上述实施方式1中，表示了电压相位角θν为60Χχ(χ:0、1、2、3、4、5、6)度的附近，无 法检测第1绕组的电流的情况。因此，第1可否检测判定部12d在基于第2电压指令运算后获 得的Θv为60 X χ-α以上、60 X χ+α (α :余量）以下的范围内时，判定为无法检测第1绕组的电 流，并输出〇作为flag_l。另一方面，第1可否检测判定部12d在θν超出该范围时，判定可检测 第1绕组的电流，并输出1作为flag_l。
[0108] 另外，虽然余量α取决于偏移时间Atl、At2或第1电压指令的最大值等，但其大小 决定为30度以内。
[0109] 如上所述，根据实施方式4,具有以下结构，即运算第2电压指令的电压相位角，并 根据电压相位核的区域，判定可否实施第1绕组的电流的检测判定。采用此种结构，也能够 获得与上述实施方式1~3同等的效果。
[0110] 另外，本实施方式4中，基于偏差运算器lib的输出即第2电压指令Vu2'、Vv2'、 Vw2'，第2可否检测判定部12d判定可否检测第1绕组的电流。但是，即使不代入偏差运算器 lib的输出即第2电压指令Vu2'、Vv2'、Vw2'，取而代之代入对偏差运算器lib的输入即第2电 压指令Vu2、Vv2、Vw2进行运算，上式(22)的运算结果也相同。因此，即使采用将第2电压指令 Vu2、Vv2、Vw2输入至第1可否检测判定部12d的结构时，也能够获得与基于第2电压指令 Vu2'、Vv2'、Vw2'进行运算时同等的效果。
[0111] 此外，也可运算基于根据上述实施方式3获得的第1电压指令的电压相位角θν与基 于根据本实施方式4获得的第2电压指令的电压相位角θ ν的平均值，并基于该平均化的电压 相位角θν，判定可否检测第1绕组的电流。此时，通过实施平均化，能够获得抑制电压相位角 θν中所含噪声成分的效果。
[0112] 实施方式5 图17是表示本发明的实施方式5中交流旋转机的控制装置的整体结构的图。与上述实 施方式1~4的不同点在于本实施方式5中，其结构为取代第1电流检测部4a、第2电流检测部 4b、第1可否检测判定部12a(12b~12d)，具有第1电流检测部4c、第2电流检测部4d、第1可否 检测判定部12e。因此，以下以该不同点为中心进行说明。
[0113] 本实施方式5的第1电流检测部4c将分流电阻和电流互感器(CT)等电流传感器串 联设置在第1电压施加部3a的各相下侧桥臂开关元件(Sunl、Svnl、Swnl)上。图18是表示本 发明的实施方式5中半导体开关Supl~Swnl的导通/断开状态所对应的第1电压矢量V0(1) ~V7(l)与第1绕组的电流Iul、Ivl、Iwl的关系的图。另外，图18所示的Supl~Swpl中，"Γ表 示开关导通的状态，"0"表示开关断开的状态。第1电流检测部4c基于图18所示的关系，分别 检测第1绕组的电流Iul、Ivl、Iwl。
[0114] 本实施方式5中，采用将电流传感器串联设置在各相下臂元件上的结构，因此能够 仅检测下侧桥臂开关元件导通的相的电流。例如，对于第1电压矢量Vl(l)的情况，导通的开 关为3即1、3￥111、3￥111。因此，1]1相为上侧桥臂开关元件导通、￥1相及￥1相为下侧桥臂开关元 件导通，因此仅能检测流过V1相的电流I v 1及流过W1相的电流Iw 1，无法检测流过U1相的电 流Iul。因此，使用Ivl与Iwl，利用三相电流的和为零来检测Iul。
[0115] 因此，第1电压矢量Vl(l)时，设为U1、V1、W1相的电流传感器中流动的电流Iul_s、 1^_8、1?1_8分别为0、-1^、-1?1(参照图18)。同样地，第1电压矢量为￥3(1)、￥5(1)的电流 传感器中流动的电流Iu_s、I v_s、I w_s如图18所示。
[0116] 第1电压矢量为V2( 1)、V4( 1)、V6( 1)时，仅可检测第1绕组的电流Iul、Ivl、Iwl中的 1相。因此，无法获得3个相的电流。
[0117] 第2电流检测部4d将分流电阻和电流互感器(CT)等电流传感器串联设置在第2电 压施加部3b的各相下侧桥臂开关元件(Sun2、Svn2、Swn2)上。图19是表示本发明的实施方式 5中半导体开关Sup2~Swn2的导通/断开状态所对应的第2电压矢量V0(2)~V7(2)与第2绕 组的电流Iu2、Iv2、Iw2的关系的图。另外，图19所不的Sup2~Swp2中，"1表不开关导通的状 态，"0"表示开关断开的状态。第1电流检测部4d基于图19所示的关系，分别检测第2绕组的 电流 Iu2、Iv2、Iw2。
[0118] 采用将电流传感器串联设置在各相下臂元件上的结构，因此能够仅检测下侧桥臂 开关元件导通的相的电流。例如，对于第2电压矢量VI (2)的情况，导通的开关为Sup2、Svn2、 Swn2。因此，U2相为上侧桥臂开关元件导通、V2相及W2相为下侧桥臂开关元件导通，因此仅 能检测流过V2相的电流Iv2及流过W2相的电流Iw2，无法检测流过U2相的电流Iu2。因此，使 用Iv2与Iw2,利用三相电流的和为零来检测Iulu2。
[0119] 因此，第2电压矢量VI⑵时，设为U2、V2、W2相的电流传感器中流动的电流Iu2_s、 Iv2_s、Iw2_s分别为0、-Iv2、-Iw2(参照图19)。同样地，第2电压矢量为V3(2)、V5(2)的电流 传感器中流动的电流Iu2_s、Iv2_s、Iw2_s如图19所示。
[0120] 第2电压矢量为V2(2)、V4(2)、V6(2)时，仅能检测第1绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2中的 1相。因此，无法获得3个相的电流。
[0121] 图20是有关本发明的实施方式5中半导体开关的导通/断开模式以及电流检测部 的切换信号的周期的动作说明图。具体地说，是表示第1电压施加部3a的半导体开关Supl、 3￥口1、3￥口1及第2电压施加部313的半导体开关3卯2、3￥口2、3￥口2的导通/断开模式以及第1电 流检测部4c及第2电流检测部4d的切换周期Tsw的关系的图。
[0122] 图20中，与上述图9的情况同样地按照从大到小的顺序，设为第1最大相电压 Emaxl、第1中间相电压Emidl以及第1最小相电压Eminl时，第1电压指令Vul '、Vvl '、Vwl '具 有上式(15)~（17)的关系。
[0123] 同样地，按照从大到小的顺序，设为第2最大相电压Emax2、第2中间相电压Emid2以 及第2最小相电压Emin2时，第2电压指令Vu2'、Vv2'、Vw2'具有上式(18)~(20)的关系。
[0124] 在时刻11 (η)，将Supl、Sup2设为1，并且将Svpl、Swpl、Svp2、Swp2设为0，持续至经 过Atl后的时刻t2(n)。根据图18、图19,在时刻tl(n)~t2(n)，第1电压矢量为Vl(l)，第2电 压矢量为￥1(2)。在时刻11(11)~12(11)中的时刻以1-1(11)，检测第1绕组的电流。
[0125] 由于第1电压矢量为Vl(l)，所以根据图18，Ivl_s、Iwl_s*别等于Ivl、Iwl，通过 Ivl和Iwl利用三相电流的和为零来计算Iul。此外，在时刻tsl-l(n)检测第2绕组的电流，并 且由于第2电压矢量为￥1(2)，所以根据图19，1￥2_8、1?2_8分别等于1￥2、1?2，通过1￥2和1?2 利用三相电流的和为零来计算Iu2。
[0126] 接着，在时刻t2(n)，将3￥?1、3￥?2、3￥?1、3￥?2设为1。3即1~3￥?2的脉冲宽度(持续 "1"的时间）由与各开关对应的导通占空比Dsupl~Dswp2及切换周期Tsw的相乘值来决定。
[0127] 如上所述，本实施方式5中，首先使上侧桥臂开关元件的开关导通与第1最大相电 压Emaxl对应的相，然后将时刻错开Atl，来导通与第1中间相电压Emidl对应的相及第1最 小相电压Eminl。然后，通过上述切换，形成能够检测图18所示的第1绕组的电流Iul、Ivl、 Iwl中的2相的第1电压矢量(Vl(l)或V3(l)或V5(l))，形成能够检测图19所示的第2绕组的 电流Iu2、Iv2、Iw2中的2相的第2电压矢量(Vl(2)或V3(2)或V5(2))。
[0128] 但是，根据与第1中间相电压Emidl对应的相的电压指令值，有时仅能检测第1绕组 的电流Iul、Ivl、Iwl中的1相。以图20为例说明此种情况。Vvl大于第1规定值Vsl时，如果 Dsvpl · Tsw大于Tsw- Δ tl，则即使在切换周期Tsw结束的时刻t4(n)断开的情况下，如果不 在时刻t2(n)之前导通，则无法形成与Dsvpl · Tsw对应的脉冲宽度。其结果是，在Atl的区 间内无法形成VI (1 )，无法检测第1绕组的电流。
[0129] 并且，关于第2电压施加部3b，同样地在图20中Vv2'大于第1规定值Vsl时，无法在 偏移时间△ 11的区间内形成VI (2 )，无法检测第2绕组的电流。
[0130]图21是有关本发明的实施方式5中第1可否检测判定部12e的功能的说明图。具体 地说，第1可否检测判定部12e判断与第1中间相电压Emidl对应的相的电压指令值及与第2 中间相电压Emid2对应的相的电压指令值是否在第1规定值Vsl以下的范围内。图21 (a)中， 点线表示图7(b)所示的第1电压指令VuΓ、VvΓ、VwΓ，实线表示第l中间相电压Emidl，单点 划线表示第1规定值Vsl。与上述实施方式1的图12同样地设定为Vsl=0.4Vdcl。
[0131] 图21(b)是第1可否检测判定部12e的输出。第1可否检测判定部12e通过判断第1中 间相电压Emidl是否为第1规定值Vsl以下的范围内，从而判定可否检测第1绕组的电流，并 且输出第1可否检测判定信号flag_l，如果为第1规定值Vsl以下的范围内则该第1可否检测 判定信号flag_l为1，如果超出范围则为0。
[0132] 图21(c)中，点线表示图8(b)所示的第2电压指令￥1!2'^2'、^2'，实线表示第2中 间相电压Emid2,单点划线表示Vsl。图21(d)是用来判断第2中间相电压Emid2是否为第1规 定值Vsl以下的范围内的第2可否检测判定信号flag_2,如果在第1规定值Vsl以下的范围内 则为1，如果超出范围则为0。
[0133] 另外，该第2可否检测判定信号flag_2是在下述实施方式8~10中使用图25、图28、 图31说明的第2可否检测判定部701a的输出。但是，如图17所示，实施方式5中未使用第2可 否检测判定部，但在图21为进行说明特加以记载。
[0134] 在电压相位角θν为60+120Xx(X:0、l、2)度的附近，第1可否检测判定信号flag_l 为0。在电压相位角θν为90+120Xx(x:0、l、2)度的附近，第2可否检测判定信号flag_2为0。 因此，第1可否检测判定信号flag_l及第2可否检测判定信号flag_2为0时，电压相位角θ ν相 互错开30度，flag_l为0时，flag_2为1，反之，flag_l为1时，flag_2为0。
[0135] 图22是表示本发明的实施方式5中第1可否检测判定部12e的一系列动作的流程 图。步骤S4000a中，第1可否检测判定部12e基于第1电压指令￥1!1'，"'、^1'，运算第1中间 相电压Emidl。步骤S4000b中，第1可否检测判定部12e判定第1中间相电压Emidl是否为第1 规定值Vs 1以下，如果为"是"则进入步骤S4000C，如果为"否"则进入步骤S4000e。
[0136] 进入步骤S4000C时，第1可否检测判定部12e将1代入第1可否检测判定信号flag_l 中。而进入步骤S4000e时，第1可否检测判定部12e将0代入第1可否检测判定信号flag_l中。
[0137] 最终，第1可否检测判定部12e在第1可否检测判定信号flag_l为1时，判定为可检 测第1绕组的电流，并切换切换器7a，使根据第1绕组电流得出的旋转二轴上的电流Idl、Iql 分别作为Id'、Iq'输出。另一方面，第1可否检测判定部12e在第1可否检测判定信号flag_l 为〇时，判定为无法检测第1绕组的电流，并切换切换器7a，使根据第2绕组电流得出的旋转 二轴上的电流Id2、Iq2分别作为Id'、Iq'输出。
[0138] 如上所述，根据实施方式5具有以下结构，即基于第1电压施加部的各相下侧桥臂 开关元件中流动的电流，检测第1绕组的电流，基于第2电压施加部的各相下侧桥臂开关元 件中流动的电流，检测第2绕组的电流。采用此种结构，也能够获得与上述实施方式1同等的 效果。
[0139] 此外，示出了在电压相位角θν为60+120Xx(x:0、l、2)度的附近，flag_l为0。因此， 参照实施方式1至实施方式3的变更点，相对于第1电流检测部基于第1电压施加部的各相下 侧桥臂开关元件中流动的电流检测第1绕组的电流的结构，也能够基于根据第1电压指令运 算出的电压相位角θν，判定可否检测第1绕组。
[0140] 此外，参照实施方式1至实施方式4的变更点，相对于第1电流检测部基于第1电压 施加部的各相下侧桥臂开关元件中流动的电流检测第1绕组的电流的结构，也能够基于根 据第2电压指令运算出的电压相位角θ ν，判定可否检测第1绕组。
[0141] 此外，本实施方式5中具有以下结构，即第1电流检测部基于第1电压施加部的各相 下侧桥臂开关元件中流动的电流检测第1绕组的电流，第2电流检测部基于第2电压施加部 的各相下侧桥臂开关元件中流动的电流检测第2绕组的电流。但是，采用以下结构、即第1电 流检测部基于第1电压施加部的三相中任2相的下侧桥臂开关元件中流动的电流检测第1绕 组的电流，第2电流检测部基于第2电压施加部的3相中任2相的下侧桥臂开关元件中流动的 电流检测第2绕组的电流时，也能够同样实施。
[0142] 实施方式6 图23是表示本发明的实施方式6中交流旋转机的控制装置的整体结构的图。与上述实 施方式1~5的不同点在于本实施方式6中，使用第1电流检测部4a检测第1绕组的电流，使用 第2电流检测部4d检测第2绕组的电流。因此，以下以该不同点为中心进行说明。
[0143] 本实施方式6中，第1电压施加部3a发生上述实施方式1中所述的图9的Supl、Svpl、 Swpl所示的导通/断开模式，第2电压施加部3b发生上述实施方式5中所述的图20的Sup2、 Svp2、Swp2所示的导通/断开模式。
[0144] 上述实施方式1的图12中，基于通过第1电流检测部4a检测出的流动在第1电压施 加部3a的直流母线中的电流，检测第1绕组的电流Iul、Ivl、Iwl时，在电压相位角θ ν为60Xx (x:0、l、2、3、4、5、6)度的附近，flag_l为0,表示无法检测第1绕组的电流。
[0145] 此外，上述实施方式5的图21中，基于通过第2电流检测部4d检测出的流动在第2电 压施加部3b的下臂元件中的电流，检测第2绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2时，在电压相位角θ ν为 90+120 X X (X: 0、1、2)度的附近，f lag_2为0，表示无法检测第2绕组的电流。
[0146] 因此，即使在采用例如图23般的结构时，flagj与flag_2也不会同时为0，flag_l 与flag_2中的至少一个为1。因此，在本实施方式6的结构中，能够与上述实施方式1~5同样 地在flag_l为1时(也就是说，可检测第1绕组的电流时），基于第1绕组的电流Iul、Ivl、Iwl， 运算第1电压指令及第2电压指令，flag_l为0时(也就是说，无法检测第1绕组的电流时），基 于第2绕组的电流11!2、1^、1?2，运算第1电压指令及第2电压指令。
[0147] 如上所述，根据实施方式6具有以下结构，即第1电流检测部基于在第1电压施加部 的直流母线中流动的电流检测第1绕组的电流，第2电流检测部基于在第2电压施加部的各 相下臂元件中流动的电流，检测第2绕组的电流。采用此种结构，也能够获得与上述实施方 式1~5同等的效果。
[0148] 实施方式7 图24是表示本发明的实施方式7中交流旋转机的控制装置的整体结构的图。与上述实 施方式1~6的不同点在于本实施方式7中，使用第1电流检测部4c检测第1绕组的电流，使用 第2电流检测部4b检测第2绕组的电流。因此，以下以该不同点为中心进行说明。
[0149] 本实施方式7中，第1电压施加部3a发生上述实施方式5中所述的图20的Supl、 Svpl、Swpl所示的导通/断开模式，第2电压施加部3b发生上述实施方式1中所述的图9的 Sup2、Svp2、Swp2所示的导通/断开模式。
[0150] 上述实施方式5的图21中，基于通过第1电流检测部4c检测出的流动在第1电压施 加部3a的各相下臂元件中的电流，检测第1绕组的电流Iul、Ivl、Iwl时，在电压相位角θ ν为 60+120 X X (X: 0、1、2)度的附近，f lag_l为0，表示无法检测第1绕组的电流。
[0151] 此外，上述实施方式1的图12中，基于通过第2电流检测部4b检测出的流动在第2电 压施加部3b的直流母线中的电流，检测第2绕组的电流Iu2、Iv2、Iw2时，在电压相位角θν为 30+60 Χχ(χ:0、1、2、3、4、5)度的附近，f lag_2为0，表示无法检测第2绕组的电流。
[0152] 因此，即使在采用例如图24般的结构时，flagj与flag_2也不会同时为0，flag_l 与flag_2中的至少一个为1。因此，在本实施方式7的结构中，能够与上述实施方式1~5同样 地在flag_l为1时(也就是说，可检测第1绕组的电流时），基于第1绕组的电流Iul、Ivl、Iwl， 运算第1电压指令及第2电压指令，flag_l为0时(也就是说，无法检测第1绕组的电流时），基 于第2绕组的电流11!2、1^、1?2，运算第1电压指令及第2电压指令。
[0153] 如上所述，根据实施方式7具有以下结构，即第1电流检测部基于在第1电压施加部 的各相下臂元件中流动的电流检测第1绕组的电流，第2电流检测部基于在第2电压施加部 的直流母线中流动的电流，检测第2绕组的电流。采用此种结构，也能够获得与上述实施方 式1~6同等的效果。
[0154] 实施方式8 图25是表示本发明的实施方式8中交流旋转机的控制装置的整体结构的图。与上述实 施方式1的结构相比，本实施方式8的结构还具有第2可否检测判定部701a，并且控制部5b的 内部结构不同。因此，以下以该不同点为中心进行说明。
[0155] 第2可否检测判定部701a基于第2电压指令Vu2'、Vv2'、Vw2'，输出判定可否检测第 2绕组的电流的第2可否检测判定信号flag_2。
[0156] 接着，说明本实施方式8的控制部5b与上述实施方式1的控制部5a的变更点。本实 施方式8的切换器7b基于第1可否检测判定信号flag_l、第2可否检测判定信号flag_2，从第 1绕组的电流Idl、Iql、第2绕组的电流Id2、Iq2中，选择旋转二轴上的电流Idr、Iql'以及旋 转二轴上的电流Id2'、Iq2'，并切换输出。
[0157] 减算器708a运算交流旋转机la的d轴电流指令Id*与从切换器7b输出的旋转二轴 上的电流Idl'的偏差dldl。 减算器708b运算交流旋转机la的q轴电流指令Iq*与从切换器7b输出的旋转二轴上的 电流Iql'的偏差dlql。 减算器708c运算交流旋转机la的d轴电流指令Id*与从切换器7b输出的旋转二轴上的 电流Id2'的偏差dld2。 减算器708d运算交流旋转机la的q轴电流指令Iq*与从切换器7b输出的旋转二轴上的 电流Iq2'的偏差dlq2。
[0158] 控制器709a运算第1电压指令Vdl，使用P控制器和PI控制器等将偏差dldl控制为 零。 控制器709b运算第1电压指令Vql，使用P控制器和PI控制器等将偏差dlql控制为零。 控制器709c运算第2电压指令Vd2,使用P控制器和PI控制器等将偏差dld2控制为零。 控制器709d运算第2电压指令Vq2,使用P控制器和PI控制器等将偏差dlq2控制为零。
[0159] 坐标转换器710a基于第1电压指令Vdl、Vql与交流旋转机la的旋转位置Θ，转换为 三相交流坐标，运算第1电压指令Vul、Vvl、Vwl。 坐标转换器710b基于第2电压指令Vd2、Vq2与将交流旋转机la的旋转位置Θ减去30度后 的位置Θ-30，转换为三相交流坐标，并运算第2电压指令Vu2、Vv2、Vw2。
[0160] 根据上述实施方式1中的说明，第2电流检测部4b基于在第2电压施加部3b的直流 母线中流动的电流检测第2绕组的电流的情况下，第2中间相电压Emid2为第1阈值Vsl以下 且第2阈值Vs2以上时，可检测第2绕组的电流，如果第2中间相电压Emid2超过第1阈值Vsl或 小于第2阈值Vsl，则无法检测第2绕组的电流。
[0161 ]基于以上说明，说明本实施方式8中新追加的第2可否检测判定部70la的功能。图 26是表示本发明的实施方式8中第2可否检测判定部701a的一系列动作的流程图。步骤 S7000a中，第2可否检测判定部701a基于第2电压指令Vu2 '、Vv2 '、Vw2 '，运算第2中间相电压 Emid2〇
[0162] 步骤S7000b中，第2可否检测判定部701a判定第2中间相电压Emid2是否为第1规定 值Vsl以下，如果为"是"则进入步骤S7000c，如果为"否"则进入步骤S7000e。
[0163] 步骤S7000c中，第2可否检测判定部701a判定第2中间相电压Emid2是否为第2规定 值Vs2以上，如果为"是"则进入步骤S7000d，如果为"否"则进入步骤S7000e。进入步骤 S7000d时，第2可否检测判定部701a将1代入第2可否检测判定信号flag_2中。进入步骤 S7000e时，将0代入第2可否检测判定信号f lag_2中。
[0164] 接着，使用图27说明切换器7b的动作。图27是表示本发明的实施方式8中切换器7b 的一系列动作的流程图。根据步骤S7100a中第1可否检测判定信号flag_l是否等于1的判定 结果以及步骤S7100b中第2可否检测判定信号flag_2是否等于1的判定结果，切换器7b的切 换动作分为步骤37100〇、37100(1、371006这三种情况。
[0165] flag_l等于1且flag_2等于1时，进入步骤S7100c，作为Idr、Iql'选择并输出第1 绕组的电流Idl、Iql，作为Id2'、Iq2'选择并输出第2绕组的电流Id2、Iq2。
[0166] flag_l等于1且flag_2不等于1时，进入步骤S7100d，作为Idr、Iql'选择并输出第 1绕组的电流Idl、Iql，作为Id2'、Iq2'也选择并输出第1绕组的电流Idl、Iql。
[0167] flag_l不等于1时，不论flag_2为何值，都进入步骤S7100e，作为Idr、Iql'选择并 输出第2绕组的电流Id2、Iq2,作为Id2'、Iq2'也选择并输出第2绕组的电流Id2、Iq2。
[0168] 本实施方式8中，第1电压指令Vdl、Vql使用电流指令Id*、Iq*和Idr、Iql'，通过减 算器708a、708b、控制器709a、709b来求得。因此，第1电压指令Vdl、Vql基于Idr、Iql'运算 得出。
[0169] 此外，第2电压指令Vd2、Vq2使用电流指令Id*、Iq*和Id2'、Iq2 '，通过减算器708c、 708d、控制器709c、709d来求得。因此，第2电压指令Vd2、Vq2基于Id2'、Iq2'运算得出。
[0170] 第1可否检测判定部12a判定可检测第1绕组的电流，并且第2可否检测判定部701a 判定可检测第2绕组的电流时(也就是说，进入步骤S7100c时），将第1绕组的电流Idl、Iql分 别切换为Idl'、Iql'，将第2绕组的电流Id2、Iq2分别切换为Id2'、Iq2'，并从切换器7b将其 输出。因此，此时会基于第1绕组的电流运算第1电压指令，并基于第2绕组的电流运算第2电 压指令。
[0171] 此外，第1可否检测判定部12a判定为无法检测第1绕组的电流时（也就是说，进入 步骤S7100e时），将第2绕组的电流Id2、Iq2分别切换为Idl'、Iql'，再将第2绕组的电流Id2、 Iq2分别切换为Id2 '、Iq2 '，并从切换器7b将其输出。因此，此时会基于第2绕组的电流运算 第1电压指令及第2电压指令。
[0172] 此外，第1可否检测判定部12a判定可检测第1绕组的电流，并且第2可否检测判定 部70 la判定无法检测第2绕组的电流时（也就是说，进入步骤S7100d时），将第1绕组的电流 Idl、Iql分别切换为Idl'、Iql'，再将第1绕组的电流Idl、Iql分别切换为Id2'、Iq2'，并从切 换器7b将其输出。因此，此时会基于第1绕组的电流运算第1电压指令及第2电压指令。
[0173] 上述实施方式1~7中，无法检测第1绕组的电流时，使用第2绕组的电流运算第1电 压指令及第2电压指令。此处，根据图12(b)可以看出，无法检测第1绕组的电流(flag_l = 0) 的区间仅在电压相位角θν为60\奴1:0、1、2、3、4、5)度的附近，使用第2绕组的电流的区间 较小。
[0174] 另一方面，根据本实施方式7,由于除了第1可否检测判定部12a以外，还设有第2可 否检测判定部701a，所以在图12(d)中，flag_2为1时，能够基于第2绕组的电流运算第2电压 指令。因此，除了实施方式1~7的效果以外，还能够进一步获得提高第2绕组的电流的控制 性能，减少从交流旋转机la产生的转矩跳闸和振动、噪声的效果。
[0175] 此外，通过参照上述实施方式2，作为第2可否检测判定部701a中判定可否检测第2 绕组的电流的方法，还能够运算第2最大相电压与第2中间相电压的差以及第2中间相电压 与第2最小相电压的差，当这些值小于第3规定值时，判定为无法检测第2绕组的电流。
[0176] 此外，通过参照上述实施方式3、4,根据第1电压指令与第2电压指令中的至少一个 求得电压相位角θν，判定能否检测第2绕组的电流时，也能够获得与上述实施方式1同等的 效果。
[0177] 实施方式9 图28是表示本发明的实施方式9中交流旋转机的控制装置的整体结构的图。与上述实 施方式8的结构相比，本实施方式9的结构中，使用控制部5c取代控制部5b这点存在差异。因 此，以下以该不同点为中心进行说明。因此，以与控制部5b的变更点为中心，说明控制部5c。
[0178] 加算器801a输出旋转二轴上的电流Idl'与旋转二轴上的电流Id2'的相加值（Idl' +Id2，）。 加算器801b输出旋转二轴上的电流Iql'与旋转二轴上的电流Iq2'的相加值（Iql' + Iq2，）。 减算器802a输出旋转二轴上的电流Iql'减去旋转二轴上的电流Iq2'的值（Idl'-Id2，）。 减算器802b输出旋转二轴上的电流Iql'减去旋转二轴上的电流Iq2'的值（Iql'_ Iq2，）。
[0179] 乘算器803a将从加算器801a输出的相加值（Idl'+Id2'）乘以K1倍，输出电流和Id_ sum。此处，K1 为0.5〇 乘算器803b将从加算器801b输出的相加值(Iql'+Iq2'）乘以K1倍，输出电流和Iq_sum。 此处，K1为0.5。 乘算器804a将从减算器802a输出的相减值（Idl'-Id2'）乘以K2倍，输出电流差delta_ Id。此处，K2 为 0.5。 乘算器804b将从减算器802b输出的相减值（Iql'-Iq2'）乘以K2倍，输出电流差delta_ Iq。此处，K2 为 0.5。
[0180] 减算器805a运算交流旋转机la的d轴电流指令Id*与电流和Id_sum的偏差dld_ sum〇 减算器805b运算交流旋转机la的q轴电流指令Iq*与电流和Iq_sum的偏差dIq_sum〇
[0181] 控制器806a输出电压和Vd_sum，以使用P控制器和PI控制器等，基于这些控制器的 比例增益Kp d_s um与偏差d I d_s um的相乘值，将偏差d I d_s um控制为零。 控制器806b输出电压和Vq_Sum，以使用P控制器和PI控制器等，基于这些控制器的比例 增益Kp q_s um与偏差d I q_s um的相乘值，将偏差d I q_s um控制为零。
[0182] 控制器806c输出电压差delta_Vd，以使用P控制器和PI控制器等，基于这些控制器 的比例增益Kpd_delta与偏差delta_dld的相乘值，将电流差delta_Id控制为零。 控制器806d输出电压差delta_Vq，以使用P控制器和PI控制器等，基于这些控制器的比 例增益Kpq_delta与偏差delta_dlq的相乘值，将电流差delta_Iq控制为零。
[0183] 加算器807a将电压和Vd_sum与电压差delta_Vd相加的值输出为第1电压指令Vdl。 加算器807b将电压和Vq_sum与电压差delta_Vq相加的值输出为第1电压指令Vql。 减算器808a将电压和Vd_sum减去电压差delta_Vd的值输出为第2电压指令Vd2。 减算器808b将电压和Vq_sum减去电压差delta_Vq的值输出为第2电压指令Vq2。
[0184] 接着，详细说明本实施方式9中控制部5c的动作。 第1可否检测判定信号flag_l、第1可否检测判定信号flag_2都为1时(也就是说，判定 为第1绕组的电流、第2绕组的电流都可检测时），旋转二轴上的电流Idl'、Iql'等于第1绕组 的电流Idl、Iql，旋转二轴上的电流Id2'、Iq2'等于第2绕组的电流Id2、Iq2。
[0185] 因此，电流和Id_sum、Iq_sum及电流差delta_Id、delta_Iq分别如下式(23)~（26) 所述。 Id_sum=KlX (Idl'+Id2'）=KlX (Idl+Id2) (23) Iq_sum=KlX (Iql'+Iq2'）=KlX (Iql+Iq2) (24) delta_Id = K2X (Idl'-Id2'）=K2X (Idl-Id2) (25) delta_Iq = K2X (Iql'_Iq2'）=K2X (Iql_Iq2) (26)
[0186] 因此，电流和通过利用第1电流检测部4a检测出的第1绕组的电流与利用第2电流 检测部4b检测出的第2绕组的电流的和来表示，电流差通过利用第1电流检测部4a检测出的 第1绕组的电流与利用第2电流检测部4b检测出的第2绕组的电流的差来表示。
[0187] 基于电流和Id_sum、Iq_sum与电流和增益，运算电压和Vd_sum、Vq_sum，基于电流 差delta_Id、delta_Iq与电流差增益，运算电压差delta_Vd、delta_Vq。并且，利用加算器 807a、807b及减算器808&、80813，运算第1电压指令￥(11、￥91及第2电压指令￥(12、￥92。
[0188] 此处，交流旋转机la的第1三相绕组U1、V1、W1与第2三相绕组U2、V2、W2并未电气连 接，而是相互磁性耦合。因此，第2三相绕组会产生与第1绕组的电流的微分值和第1绕组与 第2绕组间的互感的积成比例的电压。另一方面，第1三相绕组会产生与第2绕组的电流的微 分值和第1绕组及第2绕组间的互感的积成比例的电压。也就是说，第1绕组与第2绕组会产 生磁性干扰。
[0189] 相对于此，本实施方式9中，基于电流和、电流差，运算第1电压指令Vdl、Vql及第2 电压指令Vd2、Vq2。其结果为，在可检测第1绕组的电流和第2绕组的电流时，第1绕组的电压 指令Vdl、Vql的运算中除了利用第1电流检测部4a检测出的第1绕组的电流以外，还考虑了 利用第2电流检测部4b检测出的第2绕组的电流。
[0190] 同样地，第2电压指令Vd2、Vq2的运算中除了利用第2电流检测部4b检测出的第2绕 组的电流以外，还考虑了利用第1电流检测部4a检测出的第1绕组的电流。因此，通过具有本 实施方式9的结构，能够构筑对于第1绕组与第2绕组的磁性干扰更稳定的控制系统。
[0191]接着，第1可否检测判定信号flag_l为0且第1可否检测判定信号flag_2为1时（也 就是说，判定为无法检测第1绕组的电流且可检测第2绕组的电流时），如上述图27所示，旋 转二轴上的电流Idr、Iql'等于第1绕组的电流Idl、Iql，旋转二轴上的电流Id2'、Iq2'也等 于第2绕组的电流Id2、Iq2。
[0192] 因此，电流和Id_sum、Iq_sum及电流差delta_Id、delta_Iq分别如下式(27)~（30) 所述。 Id_sum=KlX (Idl'+Id2'）=KlX (2XId2) (27) Iq_sum=KlX (Iql'+Iq2'）=KlX (2XIq2) (28) delta_Id = K2X(Idl'-Id2'）=0 (29) delta_Iq = K2 X (Iql'_Iq2 '）=0 (30)
[0193] 根据上式(27)~(30)，电流和通过利用第2电流检测部4b检测出的第2绕组的电流 来表示，电流差为0。因此，第1电压指令Vdl、Vql、第2电压指令Vd2、Vq2基于第2绕组的电流 与电流和增益运算得出。
[0194] 接着，第1可否检测判定信号flag_l为1且第1可否检测判定信号flag_2为0时（也 就是说，判定为可检测第1绕组的电流且不可检测第2绕组的电流时），如上述图27所示，旋 转二轴上的电流Idr、Iql'等于第1绕组的电流Idl、Iql，此外旋转二轴上的电流Id2'、Iq2' 也等于第1绕组的电流Idl、Iql。
[0195] 因此，电流和Id_sum、Iq_sum及电流差delta_Id、delta_Iq分别如下式(31)~（34) 所述。 Id_sum=KlX (Idl'+Id2'）=KlX (2XIdl) (31) Iq_sum=KlX (Iql'+Iq2'）=KlX (2XIql) (32) delta_Id = K2X(Idl'-Id2'）=0 (33) delta_Iq = K2 X (Iql'_Iq2'）=0 (34)
[0196] 根据上式(31)~(8-34)，电流和通过利用第1电流检测部4a检测出的第1绕组的电 流来表示，电流差为0。因此，第1电压指令Vdl、Vql、第2电压指令Vd2、Vq2基于第1绕组的电 流与电流和增益运算得出。
[0197] 此处，第1可否检测判定部12a作为flag_l输出0时，根据上式(29)、（30)，此外，第2 可否检测判定部701a作为flag_2输出0时，根据上式(33)、（34)，将电流差设定为0。因此，将 电流差乘以电压差增益的电压差也为零。因此，也可省略将电压差de;ata_Vd、delta_Vq设 定为0,并且根据电流差运算电压差的减算器802a、802b、乘算器804a、804b、控制器806c、 806d〇
[0198] 此外，通过基于第1电压指令、第2电压指令、电压和、或交流旋转机la的旋转速度 中的至少一个来改变电流差增益Kpd_delta、Kpq_delta，能够减少第1可否检测判定信号 flag_l、第2可否检测判定信号flag_2从0切换至1或从1切换至0时因电流差delta_Id、 (16]^3_]^的脉动而对电压差(161丨3_￥(1、(161丨3_\^产生的脉动。
[0199] 图29是表示本发明的实施方式9中基于第1电压指令改变电流差增益的状态的图。 图29中，例示了根据第1电压指令的振幅VI改变电流差增益Kpd_d elta、Kpq_delta时的情 况。第1电压指令的振幅VI为阈值Vsal以下时，将电流差增益Kpd_delta、Kpq_delta分别作 为Kpd_deltal、Kpq_deltal，设定为固定值。另一方面，第1电压指令的振幅VI超过Vsal时， 会呈直线状降低。阈值Vsal及直线的倾斜根据发生的脉动级别来决定即可。此处，第1电压 指令的振幅VI可通过下式(35)来求得。
[0200][数学式3]
[0201]此外，由于上式(35)的平方根的运算，作为控制部5c实施运算的CPU的运算负荷增 大时，也能够将图29的横轴设为振幅的平方。此外，图29的横轴可使用根据下式(36)求得的 第2电压指令的振幅V2或根据下式(37)求得的电压和的振幅V_sum，或者将Vl、V2、V_sum组 合使用。
[0202][数学式4]
[0203] 通过基于第1电压指令、第2电压指令、电压和中的至少一个来改变电流和增益 Kpd_sum、Kpq_sum，能够减少在第1可否检测判定信号flag_l、第1可否检测判定信号flag_2 切换时因电流和Id_sum、de 1 ta_sum的脉动而对电压和Vd_sum、Vq_sum产生的脉动。
[0204] 图30是表示本发明的实施方式9中基于第1电压指令改变电流和增益的状态的图。 图30中，例示了根据第1电压指令的振幅VI改变电流和增益Kpd_sum、Kpq_sum时的情况。第1 电压指令的振幅VI为阈值Vsal以下时，将电流和增益Kpd_sum、Kpq_sum分别作为Kpd_suml、 Kpq_suml，设定为固定值。另一方面，第1电压指令的振幅VI超过Vsal时，使其呈直线状降 低。阈值Vsal及直线的倾斜根据发生的脉动级别来决定即可。
[0205] 此外，图29中将横轴设为第1电压指令的振幅VI，但该横轴也可使用根据上式(36) 求得的第2电压指令的振幅V2、根据上式(37)求得的电压和的振幅V_sum，或者将V1、V2、V_ sum组合使用。此外，也可以不考虑第1电压指令、第2电压指令、电压和的振幅，而根据实效 值进行切换。
[0206]此外，也可采用以下结构并获得同样的效果，即将图29、图30的横轴设定为交流旋 转机la的旋转速度，当其为与速度有关的规定阈值以下时，将电流和增益及电流差增益设 为固定值，当超过规定阈值时，根据速度降低电流和增益及电流差增益。
[0207]实施方式10 图31是表示本发明的实施方式10中交流旋转机的控制装置的整体结构的图。根据本实 施方式10的结构，相对于上述实施方式9,将第1电流检测部4a替换为第1电流检测部4c，并 且将第2电流检测部4b替换为第2电流检测部4d。因此，以下以该不同点为中心进行说明。 [0208]上述实施方式9的图28的结构中，使用了第1电流检测部4a、第2电流检测部4b。因 此，如上述图12所示，在电压相位角θ ν为60\1(1:0、1、2、3、4、5)度的附近，无法利用第1电 流检测部4a检测第1绕组的电流，在电压相位角θ ν为30+60Χχ(Χ:0、1、2、3、4、5)度的附近， 无法利用第2电流检测部4b检测第2绕组的电流。
[0209]相对于此，本实施方式10中使用了第1电流检测部4c、第1电流检测部4d。因此，如 图21所示，在电压相位角θν为60+120Xx(x:0、l、2)度的附近，无法利用第1电流检测部4c检 测第1绕组的电流，在电压相位角θν为90+120Xx(X:0、l、2)度的附近，无法利用第2电流检 测部4d检测第2绕组的电流。其结果为，根据本实施方式10,与上述实施方式9相比，能够减 少第1、第2电流检测部中的一个无法检测电流的电压相位区间。
[0210]因此，能够增加第1绕组的电流与第2绕组的电流都可检测的比例。其结果为，能够 增加第1绕组的电压指令Vdl、Vql的运算中除了利用第1电流检测部检测出的第1绕组的电 流以外，还考虑利用第2电流检测部检测出的第2绕组的电流这一情况的比例。同样地，能够 增加第2电压指令Vd2、Vq2的运算中除了利用第2电流检测部检测出的第2绕组的电流以外， 还考虑利用第1电流检测部检测出的第1绕组的电流这一情况的比例。因此，可获得以下效 果，即与实施方式9的结构相比，能够构筑对于第1绕组与第2绕组的磁性干扰更稳定的控制 系统。
[0211]另外，上述实施方式1~10中，以具有第1绕组及第2绕组的交流旋转机为控制对象 进行了说明，但本发明并未限定为此种交流旋转机。对于具有第3绕组以上的第N绕组(N:3 以上的整数）的交流旋转机，也可通过将实施方式1~10中所述的第1绕组、第2绕组分别置 换为第1绕组、第2~N绕组来直接适用本发明的控制方法。
[0212]此外，上述实施方式1~10中，以具有相位差为30度的第1三相绕组及第2三相绕组 的交流旋转机为控制对象进行了说明，但本发明并未限定为此种交流旋转机。对于具有相 位差为30+60 XN(N:整数）的第1三相绕组及第2三相绕组的交流旋转机或者第1三相绕组及 第2三相绕组没有相位差的交流旋转机，也可通过对第1电压指令Vul'、Vvl'、Vwl'及第2电 压指令Vu2'、Vv2'、Vw2'设置相位差来适用本发明的控制方法。
[0213] 例如，相位差为30度时，第1电压指令Vul'、Vvl'、Vwl'及第2电压指令Vu2'、Vv2'、 Vw2'与上述图12相同。其结果为，第1可否检测判定信号flag_l与第2可否检测判定信号 flag_2不会同时为0,能够适用本发明的控制方法。
[0214]此外，对于具有交流旋转机的控制装置的电动助力转向的控制，能够适用实施方 式1~10中所述的交流旋转机的控制装置。电动助力转向装置中需要具备用来运算第1电压 指令及第2电压指令的控制部，使交流旋转机产生用来辅助转向系统的转向力矩的转矩。 [0215]而且，作为此种电动助力转向的控制部，通过适用本发明的交流旋转机的控制装 置，能够在维持切换周期Tsw的状态下，运算振幅较高的第1电压指令及第2电压指令。其结 果为，能够使根据切换周期的倒数获得的切换频率超出可听范围，并且在维持静音性的状 态下，以相同的体积比构筑输出更高的转向系统。换言之，由于可获得相同的功率比，所以 可获得以下效果，即能够使装置进一步小型化，并且能够实现搭载性优异的转向系统。
【主权项】
1. 一种交流旋转机的控制装置，其特征在于，具有： 交流旋转机，其包含具有相位差的第1绕组及第2绕组； 第1电流检测部，其检测所述第1绕组的电流； 第2电流检测部，其检测所述第2绕组的电流； 控制部，其基于所述交流旋转机的电流检测值，运算第1电压指令及第2电压指令； 第1电压施加部，其基于所述第1电压指令，对所述第1绕组施加电压； 第2电压施加部，其基于所述第2电压指令，对所述第2绕组施加电压；以及 第1可否检测判定部，其基于所述第1电压指令及所述第2电压指令中的至少1个，判定 可否利用所述第1电流检测部检测所述第1绕组的电流， 所述控制部中， 当通过所述第1可否检测判定部判定为可检测所述第1绕组的电流时，基于利用所述第 1电流检测部检测出的所述第1绕组的电流，运算所述第1电压指令， 当通过所述第1可否检测判定部判定为无法检测所述第1绕组的电流时，基于利用所述 第2电流检测部检测出的所述第2绕组的电流，运算所述第1电压指令及所述第2电压指令。2. -种交流旋转机的控制装置，其特征在于，具有： 交流旋转机，其包含第1绕组及第2绕组； 第1电流检测部，其检测所述第1绕组的电流； 第2电流检测部，其检测所述第2绕组的电流； 控制部，其基于所述交流旋转机的电流检测值，运算具有相位差的第1电压指令及第2 电压指令； 第1电压施加部，其基于所述第1电压指令，对所述第1绕组施加电压； 第2电压施加部，其基于所述第2电压指令，对所述第2绕组施加电压；以及 第1可否检测判定部，其基于所述第1电压指令及所述第2电压指令中的至少1个，判定 可否利用所述第1电流检测部检测所述第1绕组的电流， 所述控制部中， 当通过所述第1可否检测判定部判定为可检测所述第1绕组的电流时，基于利用所述第 1电流检测部检测出的所述第1绕组的电流，运算所述第1电压指令， 当通过所述第1可否检测判定部判定为无法检测所述第1绕组的电流时，基于利用所述 第2电流检测部检测出的所述第2绕组的电流，运算所述第1电压指令及所述第2电压指令。3. 如权利要求1或2所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 按照从大到小的顺序将构成所述第1电压指令的三相电压设为第1最大相电压、第1中 间相电压以及第1最小相电压时，所述第1可否检测判定部基于所述第1中间相电压的大小， 判定可否检测所述第1绕组的电流。4. 如权利要求3所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 当所述第1中间相电压超过第1规定值时，所述第1可否检测判定部判定为无法检测所 述第1绕组的电流。5. 如权利要求3或4所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 当所述第1中间相电压小于第2规定值时，所述第1可否检测判定部判定为无法检测所 述第1绕组的电流。6. 如权利要求3所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 当所述第1最大相电压与所述第1中间相电压的差以及所述第1中间相电压与所述第1 最小相电压的差中的至少1个小于第3规定值时，所述第1可否检测判定部判定为无法检测 所述第1绕组的电流。7. 如权利要求1或2所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 所述第1可否检测判定部根据所述第1电压指令的电压相位角或所述第2电压指令的电 压相位角，判定可否利用所述第1电流检测部检测所述第1绕组的电流。8. 如权利要求1至7中任一项所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 还具有第2可否检测判定部，其基于所述第1电压指令及所述第2电压指令中的至少1 个，判定可否利用所述第2电流检测部检测所述第2绕组的电流， 所述控制部在通过所述第1可否检测判定部判定为可检测所述第1绕组的电流的情况 下， 在通过所述第2可否检测判定部判定为无法检测所述第2绕组的电流时，基于利用所述 第1电流检测部检测出的所述第1绕组的电流，运算所述第1电压指令及所述第2电压指令， 当通过所述第2可否检测判定部判定为可检测所述第2绕组的电流时，基于利用所述第 1电流检测部检测出的所述第1绕组的电流，运算所述第1电压指令，并基于利用所述第2电 流检测部检测出的所述第2绕组的电流，运算所述第2电压指令。9. 如权利要求8所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 按照从大到小的顺序将构成所述第2电压指令的三相电压设为第2最大相电压、第2中 间相电压以及第2最小相电压时，所述第2可否检测判定部基于所述第2中间相电压的大小， 判定可否检测所述第2绕组的电流。10. 如权利要求9所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 当所述第2中间相电压超过第2规定值时，所述第2可否检测判定部判定为无法检测所 述第2绕组的电流。11. 如权利要求9或10所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 当所述第2中间相电压小于第2规定值时，所述第2可否检测判定部判定为无法检测所 述第2绕组的电流。12. 如权利要求9所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 当所述第2最大相电压与所述第2中间相电压的差以及所述第2中间相电压与所述第2 最小相电压的差中的至少1个小于第3规定值时，所述第2可否检测判定部判定为无法检测 所述第2绕组的电流。13. 如权利要求9所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 所述第2可否检测判定部根据所述第1电压指令的电压相位角或所述第2电压指令的电 压相位角，判定可否利用所述第2电流检测部检测所述第2绕组的电流。14. 如权利要求8至13中任一项所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 所述控制部中， 在所述第1可否检测判定部判断为可检测所述第1绕组的电流且所述第2可否检测判定 部判断为可检测所述第2绕组的电流的第1种情况下，基于利用所述第1电流检测部检测出 的所述第1绕组的电流与利用所述第2电流检测部检测出的所述第2绕组的电流的和即电流 和、电流指令以及电流和增益，运算电压和，并且基于利用所述第1电流检测部检测出的所 述第1绕组的电流与利用所述第2电流检测部检测出的所述第2绕组的电流的差即电流差以 及电流差增益，运算电压差， 在所述第1可否检测判定部判定为无法检测所述第1绕组的电流的第2种情况下，基于 利用所述第2电流检测部检测出的所述第2绕组的电流、所述电流指令以及所述电流和增 益，运算所述电压和，并且将所述电流差或所述电压差设定为零， 在所述第2可否检测判定部判定为无法检测所述第2绕组的电流的第3种情况下，基于 利用所述第1电流检测部检测出的所述第1绕组的电流、所述电流指令以及所述电流和增 益，运算所述电压和，并且将所述电流差或所述电压差设定为零， 在所述第1种情况、所述第2种情况以及所述第3种情况中，分别基于所述电压和及所述 电压差，运算所述第1电压指令及所述第2电压指令。15. 如权利要求14所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 所述控制部根据所述第1电压指令、所述第2电压指令、所述电压和以及所述交流旋转 机的旋转速度中的至少1个，变更所述电流差增益。16. 如权利要求14或15所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 所述控制部根据所述第1电压指令、所述第2电压指令、所述电压和以及所述交流旋转 机的旋转速度中的至少1个，变更所述电流和增益。17. 如权利要求1至16中任一项所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 所述第1电流检测部基于在所述第1电压施加部的直流母线中流动的电流，检测所述第 1绕组的电流， 所述第2电流检测部基于在所述第2电压施加部的直流母线中流动的电流，检测所述第 2绕组的电流。18. 如权利要求1至16中任一项所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 所述第1电流检测部基于在所述第1电压施加部的下侧桥臂开关元件中流动的电流，检 测所述第1绕组的电流， 所述第2电流检测部基于在所述第2电压施加部的下侧桥臂开关元件中流动的电流，检 测所述第2绕组的电流。19. 如权利要求1至16中任一项所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 所述第1电流检测部基于在所述第1电压施加部的直流母线中流动的电流，检测所述第 1绕组的电流， 所述第2电流检测部基于在所述第2电压施加部的下侧桥臂开关元件中流动的电流，检 测所述第2绕组的电流。20. 如权利要求1至16中任一项所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 所述第1电流检测部基于在所述第1电压施加部的下侧桥臂开关元件中流动的电流，检 测所述第1绕组的电流， 所述第2电流检测部基于在所述第2电压施加部的直流母线中流动的电流，检测所述第 2绕组的电流。21. 如权利要求1至20中任一项所述的交流旋转机的控制装置，其特征在于， 所述相位差为30 ±60 X η (η:整数）。22. -种电动助力转向的控制装置，其特征在于，具有权利要求1至21中任一项所述的 交流旋转机的控制装置， 所述控制部运算所述第1电压指令及第2电压指令，使所述交流旋转机产生辅助转向系 统的转向力矩的转矩。
【文档编号】H02P27/06GK106031019SQ201480076024
【公开日】2016年10月12日
【申请日】2014年2月21日
【发明人】森辰也, 家造坊勲, 金原义彦, 古川晃
【申请人】三菱电机株式会社