一种功率转换器及其控制方法

一种功率转换器及其控制方法
【专利摘要】本发明公开了一种功率转换器及其控制方法，该功率转换器至少包括电感、寄生电容、一储能开关管和一续流开关管，该控制方法用于实现在该功率转换器正常工作期间，该储能开关管维持零电压开通；该控制方法包括：该功率转换器在一开关周期内，该续流开关管首次导通并截止后，且在该电感和寄生电容发生谐振后，再次导通该续流开关管一预设时间，以使得该储能开关管两端的电压能降至零，在该储能开关管两端的电压降至零时，开通该储能开关管而进入功率转换器的下一开关周期。本发明不需要在主功率级电路中额外添加任何辅助元件，即可实现储能开关管的ZVS开通，同时使得功率转换器具有较高的效率。
【专利说明】
一种功率转换器及其控制方法
技术领域
[0001] 本发明涉及开关电源领域，特别是涉及用于实现控制功率转换器中储能开关管的 开启电压的方法及其对应的功率转换器。
【背景技术】
[0002] ZVS (zero-voltage switching)，零电压开关，即，在开关管导通时，其两端的电 压为〇,从而降低开关管的损耗。在功率转换器中实现针对主功率级电路的零电压开关 (ZVS)，可以大幅提高功率转换器的效率。
[0003] 本领域的技术人员知道，功率转换器的主功率级电路具有多种拓扑结构，图1所 示为Boost电路的拓扑结构。
[0004] 其中，Vin为输入电压，V。为输出电压。S 2为储能开关管，S i为续流开关管，续流开 关管包括相互并联的同步整流管和续流二极管D1。
[0005] 当S2导通时，为电感L储能；当S2关断后，电感电流i ^经S i续流。i ^以图中所示 方向为正。Vs2为储能开关管S2的两端电压，也就是漏源极电压。S 2两端还并联二极管D 2。
[0006] 为了实现储能开关管S2的ZVS，常采用工作于DCM(Discontinuous Conduction Mode，非连续导通模式）的控制方法，如图2A、2B所示。
[0007] 图2A为Vin〈Vy2时Boost电路的工作波形示意图。图2A中从上方第一条线代表 S2的导通情况，高位为导通，第二条线代表与S i并联的D i的导通情况，高位为导通，第三条 线代表k的电流变化情况，第四条线代表V s2的电压变化情况。
[0008] L时刻，S 2导通，V s2= 0,电感电流i ^上升。
[0009] t2时刻，S2关断，U下降，D1导通，为输出端提供能量，此时V s2= V。。
[0010] t3时刻，U下降为0, D i截止，不考虑续流二极管的反向恢复，则从13时刻开始，电 感L与寄生电容Cpara (比如主功率级电路的开关管结电容、二极管寄生电容、电感寄生电容 等）发生谐振，Vs2电压满足公式（1)。
[0011] Vs2 (t) = Vin+(V0-Vin) *cos〇0(t-t3) (1)
[0012] 其中
为电感值，Cpara为寄生电容的电容值。
[0013] t4时刻，V s2电压谐振到零，则D 2导通，电感电流u经过D 2进行续流，V s2电压钳位 至〇,反向电感电流逐渐减小，直至t5时亥1J，电感电流为零。
[0014] 在t4~15中的任意时刻，V s2均为0,则S 2均可实现ZVS开通。若该时间段内未导 通S2,则电感L与寄生电容Cpara继续谐振，直至t 7时刻，V s2电压谐振到零，此时导通S 2，实 现ZVS开通。
[0015] &两次导通时刻之间所夹时段为一个开关周期，每个开关周期均包括以上所述的 过程。
[0016] 其中，在续流二极管D1导通期间，同步整流管也可导通，用于同步整流。
[0017] 由公式（1)可知，由于cos函数的数值范围在-1至1之间，故而Vs2的取值范围在 2Vin_V0至 V〇。
[0018] 当Vin〈Vy2时，Vs2电压可以谐振到零。
[0019] 当Vin>Vy2时，Vs2电压无法谐振到零。如图2B所示为V in>Vy2时Boost电路的工 作波形示意图。
[0020] &至七3时刻与图2A相同，从七3时刻开始，电感L与寄生电容C para发生谐振，Vs2电 压满足公式（1)。
[0021] 在扒或16时刻，V s2电压谐振至最小值（但大于0)，则在14或16时刻导通S 2，称 为谷底开通，虽然可减少一部分开关损耗，但并不能实现ZVS。
[0022] 由此可见，工作于DCM的弊端在于，在Vin>Vy2时无法实现ZVS。该控制方法虽可 提高功率转换器的效率，但不能保证在所有的输入电压下或所有负载下都有很高的效率。

【发明内容】

[0023] 本发明提出一种功率转换器及其控制方法，其不需要在主功率级电路中额外添加 任何辅助元件，即可实现储能开关管的ZVS开通，同时使得功率转换器在正常工作期间均 具有较高的效率。
[0024] 为解决上述问题，本发明的一方面公开了一种功率转换器的控制方法，该功率转 换器至少包括电感、寄生电容、一储能开关管和一续流开关管，该控制方法用于实现在该功 率转换器正常工作期间，该储能开关管维持零电压开通；该控制方法包括：
[0025] 该功率转换器在一开关周期内，该续流开关管首次导通并截止后，且在该电感和 寄生电容发生谐振后，再次导通该续流开关管一预设时间，以使得该储能开关管两端的电 压能降至一阈值，在该储能开关管两端的电压降至小于等于该阈值时，开通该储能开关管 而进入功率转换器的下一开关周期。
[0026] 该续流开关管进一步包括同步整流管和续流二极管，在该续流开关管首次导通 时，该续流二极管导通，或者该同步整流管和该续流二极管均导通。
[0027] 该预设时间Tsyn ras满足以下条件公式：
[0028]
[0029] 其中：
3该电感的电感值，Cpara为该寄生电容的电容值，V in为 该功率转换器的输入电压，V。为该功率转换器的输出电压，V th为该阈值。
[0030] 所述的控制方法还包括：再次开通该续流开关管的时刻对应于该电感和该寄生电 容完成第k个谐振周期时，k>0, k为整数或小数。
[0031] 当功率变换器的一开关周期内需要至少两次开通该续流开关管时，控制该功率转 换器的开关周期满足以下公式：
[0032]
[0033]
[0034]
[0035]
[0036]
[0037]
[0038] TsS该功率转换器的开关周期，Tcin为该储能开关管的导通时长，Trff为该续流开关 管在该开关周期T s内首次开通的时长，1^为该电感和该寄生电容的谐振周期，16为该续流 开关管在该开关周期T sR第二次截止的时刻，1\2为从16时刻至该储能开关管的两端电压 谐振到阈值所需时间。
[0039] 上述的控制方法还包括：控制该续流开关管再次开通的时刻为该电感和该寄生电 容谐振期间该续流开关管两端电压为零的时刻。
[0040] 该控制方法可应用于该功率转换器的输入电压大于该功率转换器的输出电压的 一半值的情况。
[0041] 当该功率转换器工作于轻载时，控制该功率转换器的一个开关周期内该续流开关 管首次截止至该续流开关管再次开通之间的时间至少大于该电感和该寄生电容的一个谐 振周期。所述的控制方法，设置该阈值为零。
[0042] 本发明的另一方面还公开了一种可实现所述控制方法的功率转换器，该功率转换 器包括主功率级电路、控制器和采样电路；该主功率级电路至少包括一电感、寄生电容、一 储能开关管和一续流开关管；该采样电路采样主功率级电路的输入信号和输出信号；该控 制器产生控制信号控制该储能开关管和该续流开关管的开通和关断；该控制器还包括阈值 控制电路，该阈值控制电路接收该采样电路的采样信号，控制该续流开关管在该功率转换 器的一个开关周期内再次开通预设时间使得在该功率转换器的下一周期开始时，该储能开 关管的电压小于等于阈值。
[0043] 该阈值控制电路和采样电路均为数字程序模块。该控制器为MCU或DSP数字控制 芯片，该数字程序模块汇编于数字控制芯片内。该数字程序模块包括采样转换模块、闭环计 算模块和驱动时间及时序预测模块。该采样转换模块将该采样信号转换为数字信号。该闭 环计算模块根据采样转换模块提供的信号计算该储能开关管在该功率转换器的一开关周 期内的导通时长。
[0044] 该驱动时间及时序预测模块接收闭环计算模块以及该采样转换模块的输出的信 号预测在下一开关周期或下几个开关周期的每个开关周期中该储能开关管的导通时间、该 续流开关管的两次导通的时间、该续流开关管两次导通之间所间隔的时间以及开关周期。
[0045] 在另一实施例中，该阈值控制电路也可为数字逻辑控制电路。
[0046] 该控制器包括驱动脉冲产生器，该数字逻辑控制电路与该驱动脉冲产生器相互之 间电性连接。该数字逻辑控制电路包括采样逻辑转换电路、延时控制逻辑电路和续流开关 管逻辑控制电路。该采样电路采样该电感的电流输出采样信号至该采样逻辑转换电路，该 采样逻辑转换电路输出触发信号至该延时控制逻辑电路，该延时控制逻辑电路输出信号至 该续流开关管逻辑控制电路。该续流开关管逻辑控制电路根据该延时控制逻辑电路的输出 信号发出或者不发出驱动该续流开关管再次开启的一脉冲信号。该功率转换器为直流/直 流转换器或者PFC电路。
[0047] 本发明提供的技术方案不需要在主功率级电路中额外添加任何辅助元件，即可实 现储能开关管的低于或等于一阈值电压开通，使得功率转换器具有较高的效率。另外，当功 率转换器工作于轻载时，采用本发明提供的技术方案利于降低其工作频率，提高轻载时工 作效率。
【附图说明】
[0048] 图1为Boost电路的拓扑结构。
[0049] 图2A为工作于DCM且Vin〈Vy2时Boost电路的工作波形示意图。
[0050] 图2B为工作于DCM且Vin>Vy2时Boost电路的工作波形示意图。
[0051] 图3为采取延时关断方法的Boost电路的工作波形示意图。
[0052] 图4A为应用于Boost电路的本发明的第一实施例的工作波形示意图。
[0053] 图4B为应用于Boost电路的本发明的第二实施例的工作波形示意图。
[0054] 图5为Totem-Pole PFC电路的拓扑结构示意图。
[0055] 图6A为应用于Totem Pole PFC电路的本发明第三实施例于νιη>0时的工作波形 示意图。
[0056] 图6B为应用于Totem Pole PFC电路的本发明第四实施例于νιη〈0时的工作波形 示意图。
[0057] 图7A为Buck电路的拓扑结构。
[0058] 图7B为应用于Buck电路的本发明第五实施例的工作波形示意图。
[0059] 图8A为Buck-Boost电路的拓扑结构。
[0060] 图8B为应用于Buck-Boost电路的本发明第六实施例的工作波形示意图。
[0061] 图9A为Flyback电路的拓扑结构。
[0062] 图9B为应用于Flyback电路的本发明的第七实施例的工作波形示意图。
[0063] 图10所示为本发明的该功率转换器的结构示意图。
[0064] 图11所示为本发明的以方式一实现ZVS控制的功率转换器的结构示意图。
[0065] 图12所示为本发明的以方式二实现ZVS控制的功率转换器的结构示意图。
[0066] 图13所示为本发明的以方式二实现ZVS控制的功率转换器的详细结构示意图。
[0067] 图14-16所示为本发明的以方式二实现ZVS控制的功率转换器的具体结构示意 图。
【具体实施方式】
[0068] 以下配合附图，对本发明的具体实现过程做详细的描述。
[0069] 相对于【背景技术】中的控制方法，参考图1所示的拓扑结构，结合图3所示的控制时 序图，揭示了采用延时关断续流开关管S 1的方法。此种延时关断续流开关管S i的方法使电 感电流it反向，让电感L储存足够的能量，保证储能开关官S 2关断后，其两端电压能够谐振 到一较低的阈值电压或者是零，从而实现储能开关管S2的以较低的电压开通。图3所示的 阈值电压为零，因此在此以储能开关管S 2实现零电压开通进行说明。
[0070] L时刻，S 2导通，电感电流i L上升。
[0071] t2时刻，S 2关断，S i导通，电感电流U下降，流经续流S i，为输出端提供能量，此时 VS2= V 〇°
[0072] t3时刻，电感电流i ^下降为0,继续保持S i导通，则电感电流i ^反向增加。
[0073] t4时刻，S i关断，则电感L与主功率级电路的寄生电容C para发生谐振，电感电流u 和Vs2电压满足公式（2)。
[0074]
[0075]
[0076] t5时刻，V s2电压谐振到零，则二极管D 2导通，将V s2电压钳位至零，反向电感电流 逐渐减小，直至t6时刻，电感电流i L为零。
[0077] 在t5~16中的任意时刻，V s2均为0,则S 2均可实现ZVS开通。
[0078] 与【背景技术】中的控制方法相比，这一控制方法可以在Vin>Vy2时实现S 2的ZVS开 通。但是，这一控制方法仍存在弊端：
[0079] 当负载较轻时，若工作于固定开关频率，则电感电流的峰峰值就会很大，增加了轻 载时的导通损耗和关断损耗；若工作于变频，即轻载时频率较高，重载时频率较低，则为了 实现储能开关管的ZVS，轻载时电感电流为i Jt4)，即负向电流在电感电流中所占的比例就 会很大，影响变换器的效率，同时较高的开关频率也会增加开关损耗。
[0080] 本发明的一方面还提出一种功率转换器的控制方法，不需要在功率转换器中的主 功率级电路中额外添加任何辅助元件，即可实现储能开关管的ZVS开通，提高了变换器的 效率。
[0081] 实施例一
[0082] 参照图1所示的Boost电路的拓扑结构示意图，在此以功率转换器为Boost电路 进行举例说明。在此也先以在Boost电路在正常工作期间均能实现ZVS控制进行说明，其 控制时序图示意请参见图4A。
[0083] h时亥I」，储能开关管S 2导通，电感电流i ^上升。
[0084] t2时刻，电感电流I上升至最大值，S2关断，电感电流I下降，流经续流二极管D p 为输出端提供能量，此时Vs2= Vcit3
[0085] t3时刻，电感电流u下降为0,续流二极管D1截止，不考虑续流二极管的反向恢复， 则从t 3时刻开始电感L与寄生电容C para (比如开关管结电容、二极管寄生电容、电感寄生电 容等）发生谐振，Vs2电压满足公式（1)。
[0086] t4时刻，V s2电压谐振到最小值。
[0087] t5时刻，V s2电压尚未谐振到最大值，此时导通续流开关管S i，由于VjVin，使得电感 电流L反向增加，则V s2电压被钳位在V。。
[0088] t6时刻，关断S i，则电感L与寄生电容Cpara发生谐振，电感电流u和V s2电压满足 公式（3)。
[0089]
[0090]
[0091] t7时刻，Vs2电压谐振到零，此时电感电流U谐振到零，导通S2，实现储能开关管S 2 的ZVS开通。ti~17时刻为一个开关周期。
[0092] 更进一步的，在t2~13续流二极管D i导通的时间内，也可导通续流开关管S i的同 步整流管以实现同步整流，进一步提高变换器的效率。
[0093] 在此实施例中，在电感电流紅第一次下降至0(t3时刻）之后，不采用延时关断的 方法，而是正常关断续流开关管S1，使电感和线路寄生电容发生谐振。在发生谐振的这段期 间，储能开关管S2从最高钳位电压开始下降，导通续流开关管S 段时间，为电感L反向存 储能量，该能量能够使储能开关管S2两端电压通过谐振降到一阈值电压或者零，当储能开 关管S2两端电压降到零时，则可实现储能开关管S 2的ZVS开通。
[0094] 续流开关管S1的导通时刻可选择在完成k个谐振周期时，k>0, k可以是整数也可 以是小数。在图4A所示方案中，k为小于1的小数。但是，该导通时刻也可以选在多个谐 振周期后，即大于1的整数以及小数，从而降低开关频率。导通时长后文具体描述。
[0095] 具体来说，在图4A中导通续流开关管&的t5时刻，储能开关管S 2两端电压并未 谐振到峰值，并未完成一个完整的谐振周期，续流开关管31两端电压不是零，故而，续流开 关管S 1S硬开通，增加了一部分损耗，S i未实现ZVS。
[0096] 实施例二
[0097] 在此实施例中，功率转换器仍以Boost电路进行举例说明。图4B为Boost电路的 另一种控制时序不意图。此实施例^?与实施例一不同之处在于，储能开关管S 2和续流开关 管能实现ZVS开通。t i时刻，储能开关管S 2导通，电感电流i J:升。
[0098] t2时刻，电感电流I上升至最大值，S2关断，电感电流I下降，流经续流二极管D p 为输出端提供能量，此时Vs2= Vcit3
[0099] t3时刻，电感电流u下降为0,续流二极管D1截止，不考虑续流二极管的反向恢复， 贝IJ电感L与线路寄生电容C para发生谐振，V s2电压满足公式（1)。
[0100] t4时刻，V s2电压谐振到最小值。
[0101] t5时刻，Vs2电压谐振到最大值，电感电流i t谐振至零，完成了一整个谐振周期，此 时开通开关管S1。由于此时S1两端电压为零，故而S i为零电压导通，电感电流U反向增加， Vs2电压被钳位在V。。
[0102] t6时刻，关断S i，则电感L与寄生电容Cpara发生谐振，电感电流u和Vs2电压满足 式公式（3)。
[0103] t7时刻，Vs2电压谐振到零，此时电感电流谐振到零，开通S2，实现储能开关管的ZVS 开通。
[0104] 在t5时刻电感电流谐振到零，S两端电压也为零，故而，续流开关管S池实现了 ZVS开通。
[0105] 在t2~13续流二极管D i导通的时间内，也可开通S i的同步整流管，实现同步整流 来进一步提高变换器效率。
[0106] 控制该续流开关管再次开通的时刻为电感电流紅谐振至零的t 5时刻，也就是，在 该电感和该寄生电容谐振期间，该续流开关管两端电压为零的时刻。
[0107] 在本实施例中，k为整数1，k也可以为其他大于0的整数。
[0108] 可见，在此实施例中无需增加额外的线路和额外的损耗，即可实现储能开关管S2 的低于或等于一阈值电压开通，当阈值电压为〇时，即可实现储能开关管ZVS开通的控制。 续流开关管S1导通时长的大小决定了反向电流的大小，也决定了储能开关管S 2两端电压能 否谐振到阈值。因此，续流开关管31在谐振期间导通时长的大小对Boost电路的效率有影 响。另外，续流开关管的开通时刻决定了 Boost电路的开关频率，在电感L满足要求的情况 下，k越大开关频率越小。
[0109] 实施例三
[0110] 在此实施例中，功率转换器以Totem-Pole PFC电路为例，说明对储能开关管和 续流开关管的控制方法。图5为Totem-Pole PFC电路的拓扑结构。νιη为AC输入电压
，V。为PFC的输出电压。
[0111] 图6A示意PFC电路正常工作期间输入电压νιη>0时的对应的控制时序示意图，输 入电压ν ιη>0时，PFC电路的工作原理与Boost电路相同。
[0112] L时刻，储能开关管S2导通，电流流经电感L、S2、二极管D2，输入端对电感L进行 储能，电感电流L上升。
[0113] t2时刻，S2关断，电感电流i Jf始下降，电流流经电感L、续流开关管反并二 极管Dsi、二极管D2，给输出电容C ciut充电，此时V s2 = V。。
[0114] t3时刻，电感电流U下降为0,反并二极管D S1截止，不考虑二极管的反向恢复，则 电感L与寄生电容Cn_发生谐振，V .,和V j电压满足公式（4)。
[0115] ⑷
[0116] D2是慢速二极管，可以认为在输入电压正半周，D 2是常通的状态。
[0117] t5时刻，Vs2电压谐振到最大值，Vsl电压谐振到零，电感电流U谐振至零，此时，零 电压开通续流开关管S 1，电感电流k反向增加 ，V s2电压钳位在V P
[0118] t6时刻，关断S i，则电感L与寄生电容Cpara发生谐振，电感电流u和Vs2电压满足 公式（5)。
[0119]
(5)
[0120] t7时刻，Vs2电压谐振到零，此时电感电流U谐振到零，开通S2，实现储能开关管的 ZVS开通。
[0121] 在t2~13反并二极管D sl导通的时间内，也可开通S i的同步整流管，实现同步整 流，进一步提高功率转换器效率。
[0122] 在此例举的是PFC电路中在输入电压νιη>0时的工作期间，对应的储能开关管实现 零电压开通的实施例。当然储能开关管的电压并非需要实现零电压开通，低于一阈值电压 也是可以的。在此实施例中，通过调节续流管3 1开通时间（％至％时间区间）的长短，即 可调节储能开关管开通时的两端电压。
[0123] 实施例四
[0124] 实施例四中功率转换器仍以Totem Pole PFC电路进行举例说明。图6B示意PFC 电路正常工作期间输入电压νιη〈0时的对应的控制时序示意图。图6B中νιη〈0时的控制时 序示意图，与图6A的ν ιη>0时的控制时序相比，控制时序中示意的电感电流反向，储能开关 管由S/变为S113
[0125] L时刻，储能开关管S i处于导通状态，反向电流流经慢速二极管D i、S1和电感L， 输入对电感L进行储能，电感电流上升。
[0126] t2时刻，S i关断，反向电感电流开始减小，电流流经二极管D i、续流开关管S2的反 并二极管Ds2、电感L，给输出电容Cciut充电，此时V sl= V。。
[0127] t3时刻，反向电感电流下降为0,反并二极管D S2截止，不考虑二极管的反向恢复， 贝IJ电感L与寄生电容Cpara发生谐振，V sl电压满足公式（6)。由于D1是慢速二极管，可以认 为在输入电压负半周〇1是常通的状态。
[0128] (6)
[0129] t5时刻，Vsl电压谐振到最大值，Vs2电压谐振到零，电感电流u谐振至零，零电压开 通续流开关管S 2，由于Vc^vin，正向电感电流增加，Vsl电压钳位在V。。
[0130] t6时刻，关断S 2，则电感L1与寄生电容C para发生谐振，电感电流u和V sl电压满足 公式（7)。
[0131]
(7)
[0132] t7时刻，Vsl电压谐振到零，电感电流L也谐振到零，开通S1，实现储能开关管的ZVS 开通。
[0133] 在t2~13时刻反并二极管D s2导通的时间内，也可开通续流开关管S 2的同步整流 管，实现同步整流，提高功率转换器效率。
[0134] 实施例五
[0135] 实施例五中以功率转换器为Buck电路进行说明。图7A为Buck电路的拓扑结构。 其中，S 1S储能开关管，s2为续流开关管。
[0136] 图7B为控制Buck电路的工作的控制时序示意图。
[0137] L时刻，S1导通，电感电流U上升。
[0138] t2时刻，S i关断，电感电流U下降，流经S2的续流二极管D2，为输出端提供能量， 此时 Vsl= V ιη。
[0139] t3时刻，电感电流u下降为0,续流二极管D2截止，不考虑二极管的反向恢复，则 电感L与寄生电容C para发生谐振，V sl两端电压满足公式（8)。
[0140]
[0141]
[0142] t5时刻，Vsl电压谐振到最大值，电感电流U谐振至零，开通S2，此时S 2两端电压为 零，S2为零电压导通，电感电流反向增加 ，V sl电压被钳位在V ιη。
[0143] t6时刻，关断S 2,则电感L与寄生电容Cpara发生谐振，电感电流U和Vsl电压满足 公式（9)。
[0144]
(9)
[0146] t7时刻，V sl电压谐振到零，此时电感电流谐振到零，开通S i，实现储能开关管 ZVS开通。
[0147] 在t2~13续流二极管导通的时间内，也可开通S 2的同步整流管实现同步整流，提 高功率转换器效率。
[0148] 实施例六
[0149] 实施例六以功率转换器为Buck-Boost电路进行说明。图8A为Buck-Boost电路 的拓扑结构，S 1为储能开关管，S2为续流开关管。图8B为对应于Buck-Boost电路的控制 时序示意图。L时刻，S 1导通，电感电流U上升。
[0150] t2时刻，S i关断，电感电流U下降，流经续流二极管D 2，为输出端提供能量，此时Vsl =Vin+Vo。
[0151] t3时刻，电感电流u下降为0,续流二极管D2截止，不考虑续流二极管的反向恢复， 贝IJ电感L与寄生电容C para发生谐振，V sl电压满足公式（10)。
[0152]
[0153]
[0154] t5时刻，Vsl电压谐振到最大值，电感电流U谐振至零，开通S2，此时S 2两端电压为 零，S2为零电压导通，电感电流反向增加 ，V sl电压被钳位在V in+V。。
[0155] t6时刻，关断S 2,则电感L与寄生电容Cpara发生谐振，电感电流u和V sl电压满足 公式（11)。 (11)
[0158] t7时刻，V sl电压谐振到零，此时电感电流谐振到零，开通S i，实现储能开关管 ZVS开通。
[0159] 在t2~13续流二极管D 2导通的时间内，也可开通S 2的同步整流管实现同步整流， 提高功率转换器效率。
[0160] 在此实施例中也是例举的储能开关管可实现零电压开通。然而，在此实施例中同 样可以通过控制续流开关管&再次开通的时间控制储能开关管在下一个周期开通时的电 压低于或等于一阈值即可。
[0161] 实施例七
[0162] 实施例七中以功率转换器为Flyback电路进行说明。图9A为Flyback电路的拓 扑结构，S 1为储能开关管，S 2为续流开关管，变压器匝比为N i :N2, L为原边激磁电感。图9B 为对应于Flyback电路的控制时序示意图。
[0163] L时刻，S i导通，变压器原边电流i N1上升。
[0164] t2时刻，S i关断，原边电流转移到副边，副边电流i N2流经续流二极管D 2续流，为输 出端提供能量，此时Vsl= V 。
[0165] t3时刻，副边电流下降为0,续流二极管D2截止，不考虑续流二极管的反向恢复，则 原边激磁电感L与寄生电容C para发生谐振，V sl电压满足公式（12)。
[0166] ,、 (12)
[0167]
[0168] t5时刻，V sl电压谐振到最大值，将变压器原边电压折算到副边可知，此时S 2两端电 压为零，开通S2，S2为零电压开通，副边电流i N2反向增加 ，V sl电压被钳位在V in+VJN1/N2。
[0169] t6时刻，关断S 2，则副边能量转移到原边，原边激磁电感L与线路寄生电容Cpara发 生谐振，原边电流i N1和Vsl电压满足公式（13)。
(13)
[0172] t7时刻，V sl电压谐振到零，此时原边电流谐振到零，开通S i，实现储能开关管 ZVS导通。
[0173] 在t2~13续流二极管D 2导通的时间内，也可开通S 2的同步整流管实现同步整流 来提高功率转换器效率。
[0174] 基于以上七个实施例，定义储能开关管S2的导通时长为T "匕~12)名关断后电 感电流第一次下降到〇的时长定义为Tciff (t2~13)，电感与寄生电容谐振周期为Th (t3~ t5)，续流开关管S1的导通时长为T syn__(t5~16)，储能开关管&两端电压V s2从峰值电压 谐振到阈值所需的时间为I；2(t6~17)，当功率功率转换器的一开关周期内需要至少两次开 通该续流开关管时，一个开关周期TsS
[0175]
[0176] 其中k > 0。根据前述实施例可知，k可以选择为整数或小数，当k为小数时，续流 开关管开通时两端电压并非为零，储能开关管可以实现两端电压小于或等于阈值；当k为 整数时，续流开关管为零电压零电流开通，储能开关管可以降至阈值电压或者实现ZVS。k 为整数为本发明的优选方案。
[0177] 在功率转换器对应的闭环系统中储能开关管的导通时长Tcin通常由闭环输出决 定，因此T cin作为一已知量，则T。"与T。"满足公式（15)
[0178] (卜、
[0179]
[0180] (16)
[0181] 续流开关管的导通时长的大小决定了电感存储的能量，从而决定了储能开关管两 端电压能否谐振降至阈值或者零，如需储能开关管在下一周期开启时，其两端电压能降至 阈值，续流开关管的开通时间T? _需满足公式（17)。
[0182]
(17)
[0183] 储能开关管两端电压Vs2从V ^谐振到阈值电压V th所需的时间T 满足公式（18)。
[0184]
(18)
[0185] 其中t。为该续流开关管的导诵时长的结束时刻，i Jt6)满足公式（19)
[0186] (19)
[0187]
[0188] 由公式⑶~（13)可知，Tcif0 Tsyn__、1；2和T s的大小主要与V ιη、V。、L和Cpara有 关，Vin、Vci可通过采样得到，L和C para为功率转换器的已知参数，因此，通过采用获取V in、Vci 则可预测下一个或未来几个周期内的Tsyn__、1；2和T s。采样信息可以是当前的采样信 息，也可以是前几个周期滤波后的信息。
[0189] 另外，在功率转换器工作于轻载时，可通过提高k值，以增大!；，降低功率转换器的 工作频率，进而提高功率转换器在轻载时的工作效率。而当功率转换器工作于重载时，利用 本发明的控制方式可尽量降低k值，以减小T s，以保证其重载时工作效率。因此，此种功率 转换器的控制方法利于在功率转换器正常工作期间均维持较好的工作效率，降低损耗。
[0190] 为实现上述控制方法，本发明的另一方面提出一种功率转换器。如图10所示为该 功率转换器的结构示意图。该功率转换器包括主功率级电路、控制器和采样电路。该主功率 级电路至少包括一电感、寄生电容、一储能开关管和一续流开关管。该主功率级电路可参见 前述图1、5、74、84、9六所示。该采样电路采样该主功率级电路的输入信号和输出信号。该 控制器产生控制信号控制该储能开关管和该续流开关管的开通和关断。该控制器还包括阈 值控制电路，该阈值控制电路接收该采样电路的采样信号，控制该续流开关管在该功率转 换器的一个开关周期内再次开通预设时间使得在该功率转换器的下一周期开始时，该储能 开关管两端的电压降至阈值或者零。
[0191] 上述功率转换器的控制部分可通过不同的方式来具体实现。
[0192] 方式一，以数字方式实现，该控制器为MCU或DSP数字控制芯片，该阈值控制电路 和采样电路均为数字程序模块，该数字程序模块汇编于数字控制芯片内。
[0193] 如图11所示为对应于方式一的功率转换器的结构示意图。
[0194] 如图11所示，汇编于该数字控制芯片20中的数字程序模块包括：采样转换模块 201、闭环计算模块202和驱动时间及时序预测模块203。
[0195] 采样转换模块201，对应图10中的采样电路，该采样转换模块201实时对该主功率 级电路10进行采样，获得采样信息，并进行模数转换以获得数字采样信号。该数字采样信 号包括：输出电压的采样值V ci、输入电压的采样值Vin和电感电流的采样值U。该采样转换 模块201实时将该数字采样信号传送给闭环计算模块202和驱动时间及时序预测模块203。
[0196] 闭环计算模块202包括电压环计算、电流环计算或前馈计算等，用于根据该数字 采样信号进行闭环计算，以计算得到该储能开关管的导通时长??。该闭环计算模块202将 该导通时长T cin传送给该驱动时间及时序预测模块203。
[0197] 驱动时间及时序预测模块203,与主功率级电路10连接。该驱动时间及时序预测 模块203用于T cin和该数字采样信号，并依据以上公式（1) - (19)，对下个开关周期或未来几 个开关周期的开关管导通时刻与导通时长进行预测。该驱动时间及时序预测模块203还用 于在对应时间点，对该主功率级电路10发出相应的储能开关管驱动信号或续流开关管驱 动信号，以实现"在该功率转换器的一个开关周期中，电感电流第一次下降至零之后正常关 断该续流开关管，并在该电感与该主功率级电路中的寄生电容完成第k个谐振周期时，驱 动该续流开关管再次导通且导通时长T syn ra。满足公式（17)后关闭，待该储能开关管的两端 电压谐振到阈值Vth时开启该储能开关管而进入下一周期"的目的。
[0198] 具体来说，以实施例二为例。
[0199] h时刻，驱动时间及时序预测模块203向储能开关管S2发出导通的驱动信号，使 储能开关管S2导通。
[0200] 在经历了导通时长TJ^，到达了 12时刻，此时的电感电流U上升至最大值，驱动 时间及时序预测模块203向储能开关管S2发出关断的驱动信号，使S 2关断，电感电流U下 降，流经二极管D1，为输出端提供能量，此时Vs2= V。。
[0201] 在经历了计算得到的时间！；"后，到达了 13时刻，此时电感电流U下降为0,二极 管Dig动截止，驱动时间及时序预测模块203无需发出驱动信号。不考虑二极管的反向恢 复，则电感L与线路寄生电容C para发生谐振。
[0202] 在经历了计算得到的k个谐振周期1后，到达了 15时刻，此时驱动时间及时序预 测模块203向续流开关管S1发出导通的驱动信号，以导通开关管S 1<3
[0203] 在经历了计算得到的S1的导通时长T syn__后，到达了 16时刻，此时驱动时间及时 序预测模块203向续流开关管S1发出关断的驱动信号，以关断S 1<3
[0204] 在经历了计算得到的时间1；2后，到达了 17时刻，V s2电压谐振到阈值，此时电感电 流谐振到零，驱动时间及时序预测模块203向储能开关管S2发送导通的驱动信号，以导通 S2，从而实现了储能开关管的以小于或等于阈值电压开通或者ZVS。
[0205] 驱动时间及时序预测模块203也适用于前述的其他实施例。
[0206] 在一个开关周期的该电感电流第一次下降的过程中（t2~13)，特别是在t 2时刻， 该驱动时间及时序预测模块203向续流开关管S1发出导通的驱动信号，以导通开关管S i， 从而实现同步整流。
[0207] 在经历了计算得到的时间Tciff后，到达了 13时刻，该驱动时间及时序预测模块203 向续流开关管S1发出关断的驱动信号，以关断S 1<3
[0208] 在又一实施例中，采样转换模块201还可对主功率级电路10的输出功率进行采 样，该输出功率采样值越小，该驱动时间及时序预测模块选择的k越大，这样实现功率转换 器工作在轻载时降低其工作频率。
[0209] 方式二，该阈值控制电路为数字逻辑控制电路。
[0210] 具体来说，该控制器包括驱动脉冲产生器，该数字逻辑控制电路与该驱动脉冲产 生器相互之间电性连接，如图12所示为功率转换器的另一实施例的结构示意图。
[0211] 图14示意了图12中阈值控制电路为数字逻辑控制电路时对应实现对主功率级电 路实现控制的实施例。该功率转换器包括：主功率级电路10、电流过零检测模块301、驱动 脉冲产生器302、阈值控制电路303。该电流过零检测模块301对应该采样电路。主功率级 电路10与前述实施例中所述相同。
[0212] 电流过零检测模块301用于获取电感电流的过零时刻。
[0213] 驱动脉冲产生器302根据来自主功率级电路10的反馈信号，为该储能开关管和该 续流开关管产生驱动脉冲。阈值控制电路303,用于从该电流过零检测模块301获取第一个 过零时刻时起，使该续流开关管持续关断，并在该电感与该主功率级电路中的寄生电容完 成第k个谐振周期时，导通该续流开关管且导通时彳
并在该储能 开关管的两端电压谐振降至阈值时开启该储能开关管。k为正整数。其中，在一具体实施例 中，该阈值控制电路包括采样逻辑转换电路、延时控制逻辑电路和续流开关管逻辑控制电 路，如图13所示。其中，该采样电路采样该主功率级电路中的电感的电流输出采样信号至 该采样逻辑转换电路，该采样逻辑转换电路输出触发信号至该延时控制逻辑电路，该延时 控制逻辑电路输出信号至该续流开关管逻辑控制电路。该续流开关管逻辑控制电路根据该 延时控制逻辑电路的输出信号驱动该驱动脉冲产生器发出或者不发出驱动续流开关管再 次开启的一脉冲信号。
[0214] 图15对图13中所示阈值控制电路各部分的实现例举了更为具体的实现模块图。 其中，％为主功率级电路10的输出电压的采样信号，U为电感电流的采样信号。采样逻辑 转换电路在图15中由比较器3实现。比较器3将电感电流采样信号k与一参考信号（理 想状况下为O信号）相比较，并在电感电流由正变负的过零时刻产生一个负向的电压跳变。
[0215] 驱动脉冲产生器302由脉冲产生器1实现。脉冲产生器1根据Vf产生储能开关 管S 2和续流开关管S i的驱动信号，获取稳定的输出电压。
[0216] 延时控制逻辑电路由计数器4、或非门7、与门8、或门2实现。
[0217] 续流开关管逻辑控制电路由单稳态电路6、或门2配合脉冲产生器1实现。计数 器4的复位端接脉冲产生器1输出端，接收脉冲产生器1对储能开关管S 2的驱动信号，计 数器4的输入端接比较器3的输出端。特别是在计数器4的复位端接收到关断储能开关管 S2的驱动信号时，计数器4开始对该负向的电压跳变进行计数。每接到一次该负向的电压 跳变，计数器4的对应次数的计数端置逻辑1，其他计数端置0。计数器4的第一次所对应 的计数端预设为0。计数器4的任意计数端为1时表示，可以导通该续流开关管Sp
[0218] 或非门7连接该计数器4的所有计数端，当任一计数端输出为1时，或非门7均输 出0〇
[0219] 或非门7的输出连接至与门8的一个输入端，与门8的另一个输入端连接至脉冲 产生器1，接收脉冲产生器1对续流开关管S 1的驱动信号。
[0220] 该计数器4的第N个计数端被固定连接到单稳态电路6,单稳态电路6的输出端连 接到或门2的一个输入端，单稳态电路6在该第N个计数端输出1时输出一个固定宽度的 窄脉冲。或门2的另一个输入端连接该与门8的输出端。然而在其他实施例中，单稳态电 路6可以根据设计者的需求连接计数器的不同的计数端，并不局限于在此例举的单稳态电 路6连接计数器4的第N个计数端。
[0221] 在计数器4的复位端接收到关断储能开关管S2的驱动信号时，计数器4开始对该 负向的电压跳变进行计数。
[0222] 若N预先设置为3,即待三个谐振周期完成时，开启续流开关管进行以下说明。
[0223] 当计数器4第一次接收到该负向的电压跳变时，由于计数器4的第一次所对应的 计数端已预设为0,故而或非门7输出1。此时，将脉冲产生器1输出的续流开关管S 1的驱 动脉冲置〇,则与门8输出0至或门2。。
[0224] 单稳态电路6由于所连接的第3计数端为0,此时无法输出窄脉冲。则或门2无法 输出1，则续流开关管S 1*于关断状态。
[0225] 当计数器4第二次接收到该负向的电压跳变时，计数器4的第二次所对应的计数 端输出1，故而或非门7输出0至与门8,则与门8也输出0至或门2。而单稳态电路6仍无 法收到了计数器4的第二次所对应的计数端输出的1，故而无法输出一个固定宽度的展脉 冲至或门2。则或门2输出0,保持续流开关管S 1处于关断。
[0226] 当计数器4第三次接收到该负向的电压跳变时，计数器4的第3计数端输出1，故 而或非门7输出0。而单稳态电路6此时收到了计数器4的第3计数端输出的1，故而输出 一个固定宽度的窄脉冲至或门2,则或门2输出1，驱动续流开关管S 1导通，对磁性元件（电 感）进行反向储能。同时，该窄脉冲还被发送至脉冲产生器1，以其进行复位，以产生下一个 周期的储能开关管脉冲和续流开关管驱动信号。
[0227] 通过上述描述可知，利用图15所示的结构，可以在完成预先设定的整数个谐振周 期后，导通续流开关管。
[0228] 在此，在图15所例举的阈值控制电路的基础上，图16例举了阈值控制电路的另一 实施例图16中阈值控制电路增加了动态选择电路5。在图16中所示实施例中，延时逻辑控 制电路包含了动态选择电路5,接收了输出功率采样信号FB和参考信号V"f，利于根据当前 主功率级电路的状态实现对应的延时逻辑控制。
[0229] 具体来说，％为主功率级电路10的输出电压的采样信号，U为电感电流采样信号。
[0230] 动态选择电路5包括多条对比线路以及一个或门，所有对比线路的最终输出均连 接至该或门。图16中以三条对比线路为例，但不限于此。第一条对比线路（1st)中包括一 第一比较器、一非门以及一与门。
[0231] 第一比较器的一个输入端接收该FB，另一个输入端接收一个参考值Vthl，该第一 比较器的输出端连接该与门的一输入端，该与门的另一输入端连接计数器1的第一个计数 端，该第一比较器的输出端还连接至该非门。该与门的输出端连接该或门。
[0232] 第二条对比线路（2nd)中包括一第二比较器、一非门、第一与门及第二与门。
[0233] 第二比较器的一个输入端接收该FB，另一个输入端接收一个参考值Vth2,该第二 比较器的输出端连接第一与门的一输入端，该第一与门的另一输入端连接该第一条对比线 路（1st)中的非门的输出端。该第一与门的输出端连接第二与门的一输入端，第二与门的 另一输入端连接计数器1的第二个计数端。该第二比较器的输出端还连接至该非门。该第 二与门的输出端连接该或门。
[0234] 第三条对比线路（3th)中包括一第三比较器、第一与门及第二与门。
[0235] 第三比较器的一个输入端接收该FB，另一个输入端接收一个参考值Vth3,该第三 比较器的输出端连接第一与门的一输入端，该第一与门的另一输入端连接该第二条对比线 路（2nd)中的非门的输出端。该第一与门的输出端连接第二与门的一输入端，第二与门的 另一输入端连接计数器1的第三个计数端。该第二与门的输出端连接该或门。
[0236] 其中Vthl>Vth2>Vth3,在发生过零时，该FB越小，该阈值控制电路选择的N越大。
[0237] 具体来说，FB与参考值进行比较，FB大于参考值时，对应的比较器输出1。例 如，Vthl>Vth2>FB>Vth3,则第一条对比线路（1st)中，第一比较器输出0,第一条对比线路 (1st)输出0至或门。
[0238] 第二条对比线路（2nd)中，第二比较器输出0,则第一与门输出0,第二与门输出0 至或门，非门输出1至第三条对比线路（3th)的第一与门。
[0239] 第三条对比线路（3th)中，第三比较器输出1，则第一与门输出1。在计数器4的 第三次所对应的计数端输出1时，第二与门输出1至或门，触发单稳态电路6发出展脉冲， 导通该续流开关管。
[0240] 由此可见，本发明的技术方案可以利用电路5选择期望的计数端来触发单稳态电 路6,进而产生用于ZVS的续流开关管的触发脉冲。
[0241] 特别是，利用反馈信号（FB)，对插入的谐振周期数进行动态的选择，实现了更优化 的控制。在本实施例中也可以结合【背景技术】中的方案，计数器的第一次所对应的计数端不 预设为〇,当负载较重时，则选择第一次过零时刻对单稳态电路6进行触发，即不进行降频 处理，即图3所述方案；当负载变轻时，FB变低，选择电感电流的第二次、第三次、……或更 多次过零时刻，对单稳态电路6进行触发；负载轻时，工作频率控制较低，利于提高功率转 换器轻载时的效率。
[0242] 通过以上例举的功率转换器中其阈值控制电路既可以通过软件编程集成于功率 转换器中的控制器实现，也可以采用数字逻辑电路进行实现。而数字逻辑电路的实现并非 局限于图15和图16例举两种简单的实施例。对于本领域技术人员而言，相同功能的数字 逻辑模块可以采用很多不同种形式的具体实现方式，因此图15和图16只是例举的两种具 体实现这些数字逻辑模块的形式，并不作为对权利要求书保护范围的限制。当然这两种形 式的阈值控制电路也可以一部分采用数字逻辑电路实现，一部分采用软件编程来实现。通 过以上方案，使得本发明不需要在主功率级电路中额外添加任何辅助元件，即可实现储能 开关管的开通时降至阈值电压的控制，同时使得功率转换器具有较高的效率。另外，本发明 还可实现在轻载时，工作于较低的工作频率中，提高了功率转换器的效率。
【主权项】
1. 一种功率转换器的控制方法，该功率转换器至少包括电感、寄生电容、一储能开关管 和一续流开关管，其特征在于，该控制方法用于实现在该功率转换器正常工作期间，该储能 开关管维持零电压开通；该控制方法包括： 该功率转换器在一开关周期内，该续流开关管首次导通并截止后，且在该电感和该寄 生电容发生谐振后，再次导通该续流开关管一预设时间，W使得该储能开关管两端的电压 能降至一阔值，在该储能开关管两端的电压降至小于或等于阔值时，开通该储能开关管而 进入功率转换器的下一开关周期。2. 如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，该续流开关管进一步包括同步整流管 和续流二极管，在该续流开关管首次导通时，该续流二极管导通，或者该同步整流管和该续 流二极管均导通。3. 如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，该预设时间T Wtf J馬足W下条件公式：感的电感值，Cpgf。为该寄生电容的电容值，V 1。为该功 率转换器的输入电压，V。为该功率转换器的输出电压，V th为该阔值。4. 如权利要求3所述的控制方法，其特征在于，还包括： 再次开通该续流开关管的时刻对应于该电感和该寄生电容完成第k个谐振周期时， k〉0，k为整数或小数。5. 如权利要求4所述的控制方法，其特征在于，当功率变换器的一开关周期内需要至 少两次开通该续流开关管时，控制该功率转换器的开关周期满足W下公式：L为该功率转换器的开关周期，T。。为该储能开关管的导通时长，Twf为该续流开关管在 该开关周期L内首次开通的时长，Tfi为该电感和该寄生电容的谐振周期，te为该续流开关 管在该开关周期L内第二次截止的时刻，T f2为从t e时刻至该储能开关管的两端电压谐振 到阔值所需时间。6. 如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，还包括： 控制该续流开关管再次开通的时刻为该电感和该寄生电容谐振期间该续流开关管两 端电压为零的时刻。7. 如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，该控制方法可应用于该功率转换器的 输入电压大于该功率转换器的输出电压的一半值的情况。8. 如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，当该功率转换器工作于轻载时，控制该 功率转换器的一个开关周期内该续流开关管首次截止至该续流开关管再次开通之间的时 间至少大于该电感和该寄生电容的一个谐振周期。9. 如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，设置该阔值为零。10. -种可实现权利要求1所述控制方法的功率转换器，其特征在于： 该功率转换器包括主功率级电路、控制器和采样电路； 该主功率级电路至少包括一电感、寄生电容、一储能开关管和一续流开关管； 该采样电路采样主功率级电路的输入信号和输出信号； 该控制器产生控制信号控制该储能开关管和该续流开关管的开通和关断； 该控制器还包括阔值控制电路，该阔值控制电路接收该采样电路的采样信号，控制该 续流开关管在该功率转换器的一个开关周期内再次开通预设时间使得在该功率转换器的 下一周期开始时，该储能开关管的电压小于或等于阔值。11. 如权利要求10所述的功率转换器，其特征在于，该阔值控制电路和采样电路均为 数字程序模块。12. 如权利要求11所述的功率转换器，其特征于，该控制器为MCU或DSP数字控制忍 片，该数字程序模块汇编于数字控制忍片内。13. 如权利要求11所述的功率转换器，其特征在于，该数字程序模块包括采样转换模 块、闭环计算模块和驱动时间及时序预测模块。14. 如权利要求13所述的功率转换器，其特征在于，该采样转换模块将该采样信号转 换为数字信号。15. 如权利要求13所述的功率转换器，其特征在于，该闭环计算模块根据采样转换模 块提供的信号计算该储能开关管在该功率转换器的一开关周期内的导通时长。16. 如权利要求13所述的功率转换器，其特征在于，该驱动时间及时序预测模块接收 闭环计算模块W及该采样转换模块的输出的信号预测在下一开关周期或下几个开关周期 的每个开关周期中该储能开关管的导通时间、该续流开关管的两次导通的时间、该续流开 关管两次导通之间所间隔的时间W及开关周期。17. 如权利要求10所述的功率转换器，其特征在于，该阔值控制电路为数字逻辑控制 电路。18. 如权利要求17所述的功率转换器，其特征在于，该控制器包括驱动脉冲产生器，该 数字逻辑控制电路与该驱动脉冲产生器相互之间电性连接。19. 如权利要求18所述的功率转换器，其特征在于，该数字逻辑控制电路包括采样逻 辑转换电路、延时控制逻辑电路和续流开关管逻辑控制电路。20. 如权利要求19所述的功率转换器，其特征在于，该采样电路采样该电感的电流输 出采样信号至该采样逻辑转换电路，该采样逻辑转换电路输出触发信号至该延时控制逻辑 电路，该延时控制逻辑电路输出信号至该续流开关管逻辑控制电路。21. 如权利要求20所述的功率转换器，其特征在于，该续流开关管逻辑控制电路根据 该延时控制逻辑电路的输出信号发出或者不发出驱动该续流开关管再次开启的一脉冲信 号。22. 如权利要求10所述的功率转换器，其特征在于，该功率转换器为直流/直流转换器 或者PFC电路。
【文档编号】H02M3/155GK106033929SQ201510114642
【公开日】2016年10月19日
【申请日】2015年3月16日
【发明人】言超, 孙丽萍, 丁志辉, 郭德胜
【申请人】台达电子工业股份有限公司