三相五电平有源中点箝位逆变器的飞跨电容电压控制方法
【专利摘要】本发明公开了一种三相五电平有源中点箝位逆变器的飞跨电容电压控制方法。首先对逆变器第k相输出负载电流ik、第k相飞跨电容电压VkCf与直流母线总电压2Vdc进行采样，通过纯比例控制器得到第k相所需的飞跨电容充电电流i'kCf，同时根据飞跨电容电压与中点电位控制的解耦约束条件得到所需的零序电压标幺值V0pu，由此计算出叠加在第k相调制波mk1上的调制波上偏移量Δmk2和调制波下偏移量Δmk3。依据mk2＝mk1+Δmk2与mk3＝mk1?Δmk3得到的开关管S5与开关管S6调制波mk2、开关管S7与开关管S8调制波mk3，再通过载波移相调制方式来控制飞跨电容的充电放电过程，最终达到灵活控制飞跨电容电压而不影响三相逆变器中点电位平衡与输出电流的目的，实现了飞跨电容电压控制与中点电位控制解耦的良好效果，保证了逆变器运行的可靠性。
【专利说明】
Ξ相五电平有源中点箱位逆变器的飞跨电容电压控制方法
技术领域
[0001] 本发明设及并网发电用逆变器技术领域，具体是一种Ξ相五电平有源中点巧位逆 变器的飞跨电容电压控制方法。
【背景技术】
[0002] 在高压、大容量变流领域，多电平逆变器应用备受青睐，五电平逆变器进一步提升 了逆变器电压输出水平，进一步降低了输出电压谐波含量。五电平有源中点巧位逆变器与 其他五电平拓扑相比，具有中点电位平衡控制简单、飞跨电容数最少提升了稳定性、可利用 较多的开关状态冗余控制电压平衡问题、减少了其他拓扑中对多个电容电压进行控制的复 杂性等等诸多优势。
[0003] 基于五电平有源中点巧位逆变器的诸多优良特点，现在已有应用此拓扑结构的逆 变器产品问世，如ABB公司的ACS2000系列产品。为实现Ξ相五电平有源中点巧位逆变器正 常工作，一是保证Ξ相飞跨电容电压的稳定:二是保证两个直流母线电容电压的稳定。
[0004] 国内外很多相关研究也围绕Ξ相五电平有源中点巧位逆变器展开。文献"A Novel SVPWM Algorithm for Five-Level Active Neutral-Point-Clamped Converter''，Zhan Liu,Yu Wang,Guojun Tan,Member,IEEE,Hao Li ,and Yunfeng Zhang《IEEE Transactions on化wer Electronics》，2016，31 (5)，3859-3866Γ'一种基于有源中点巧位五电平逆变器 的新型SVPWM控制算法的研究"，《I趾Ε学报-电力电子期刊》，2016年第31卷第5期3859~ 3866页），该文给出了一种改进空间矢量调制（SVPWM)策略应用于有源中点巧位五电平逆变 器，是一种通过坐标变换的线电压坐标系SVPWM调制算法，减少对基本矢量的确定步骤和对 应作用时间的求解过程，虽然简化了传统SVPWM调制算法，但实际应用很复杂，显然没有基 于载波的调制方式简便易行。
[0005] 文献"张航航，刘小刚，张新涛，等.有源中点巧位式(ANPC)五电平逆变器调制方法 和飞跨电容电压控制策略研究[J].电源学报，2015,13(1) :67-72,100."文中通过一种参考 波与Ξ角载波比较的SPWM方法实现五电平输出，并控制充电因子将飞跨电容电压稳定在直 流母线电压的1/4。其不足是:文中只针对飞跨电容电压控制为直流母线电压的1/4的情况 做了研究，而并没有考虑基于SPWM控制飞跨电容电压是否破坏了逆变器中点平衡，也没有 考虑飞跨电容电压控制为任意值对逆变器输出的影响。
[0006] 文南犬"Capacitor Voltage Balancing of a Five-Level ANPC Converter Using Phase-Shifted PWM"，Kui Wang.Member, IEEE, Lie Xu.Member, IEEE, Zedong Zheng, Member , IEEE , and Yongdong Li,Member,IEEE《IEEE Transactions on 化we巧16。付〇111。3》，2015,30(3)，1147-1156("基于载波移相调制方法的五电平4肥(：电容 电压平衡控制"，《IE邸学报-电力电子期刊》，2015年第30卷第3期1147~1156页），本文建立 了直流母线中点电压的波动模型基础上提出一种基于零序电压注入的中点电压平衡控制 算法。通过一种基于移相载波的方法较好的控制了飞跨电容电压，但运个控制飞跨电容电 压方法存在不足之处：
[0007] 1)采用文中方案可W实现飞跨电容电压的控制，但是另一方面，通过推导，从逆变 器输出电压表达式可W看出，当且仅当飞跨电容电压为1/4直流母线电压时，逆变器输出的 相电压才能保持不受影响，否则该方案会影响逆变器输出电压大小，影响了逆变器输出；
[0008] 2)此外，采用本文献方案控制飞跨电容的同时还会对中性点电流产生影响，进而 影响逆变器中点电位。故该文献所提控制方案并没有实现飞跨电容电压和中性点电流控制 的完全解禪，可能会影响输出电压，进而导致输出电流崎变，影响逆变器的正常工作。
【发明内容】
[0009] 本发明要解决的技术问题为针对现有技术中存在的Ξ相五电平有源中点巧位逆 变器的调制算法复杂且不便于实际的应用、飞跨电容电压的控制过程会影响逆变器正常输 出、飞跨电容电压和中性点电流控制存在禪合的问题，提供一了种能够灵活控制飞跨电容 电压同时不影响逆变器中点电位平衡与输出电流大小，W提高逆变器运行局部和整体可靠 性的基于载波移相调制的飞跨电容电压控制方法。
[0010] 为解决本发明技术问题，本发明提供了一种Ξ相五电平有源中点巧位逆变器的飞 跨电容电压控制方法。
[0011] 本控制方法所设及的Ξ相五电平有源中点巧位逆变器每相电路拓扑相同并为如 下结构:直流母线总电压为2Vdc，直流侧设置有两只串联的电容C1和电容C2,电容C1正极连 接逆变器输入正极，电容C1负极与电容C2正极连接点定义为逆变器中点，流过逆变器中点 电流为i 'knp，k = a，b，c，其中k表示逆变器的a，b，cS相电路，即a相、b相、C相;单相拓扑中包 含8只开关管，即开关管Si，i = l，2,3......8,其中开关管S1、开关管S5、开关管S7、开关管 S8、开关管S6、开关管S4相串联，开关管S1发射极连接开关管S5集电极，开关管S5发射极连 接开关管S7集电极，开关管S7发射极连接开关管S8集电极，开关管S8发射极连接开关管S6 集电极，开关管S6发射极连接开关管S4集电极;开关管S1集电极连接电容C1正极，开关管S4 发射极连接电容C2负极，开关管S7集电极与开关管S8发射极间并联飞跨电容Cf，飞跨电容Cf 正极与开关管S7集电极相连，第k相需要流过飞跨电容Cf的充电电流为1'1^亂4 =日，13，(3，第1^ 相飞跨电容Cf电压为Vkcf，k = a，b，c，其中k表示逆变器的a，b，cS相电路，即a相、b相、C相； 开关管S1发射极与逆变器中点间并联开关管S2,开关管S1发射极与开关管S2的集电极相 连，开关管S4集电极与逆变器中点间并联开关管S3,开关管S3发射极与开关管S4集电极相 连，开关管S2发射极与开关管S3集电极都与逆变器中点相连，将开关管S7、开关管S8间的连 接点引出作为逆变器每一相的输出端，第k相输出相电流为11<^ =曰，13心第时目输出相电压 为Vko，k = a，b，C，其中k表示逆变器的a，b，cS相电路，即a相、b相、C相；
[0012] 本控制方法包括对逆变器各相电压、电流、直流母线总电压及飞跨电容电压的采 样，其特征在于包括W下步骤：
[OOU]步骤1，采集；相逆变器第k相输出相电流11^古=曰，6，(3，第村目输出相电压￥1?^ = a，b，C，第k相飞跨电容Cf电压Vkcf，k = a，b，C及直流母线总电压2Vdc，求得第k相飞跨电容Cf 电压标么值VkCfpu = VkCf/Vdc,，k = a，b，C，其中k表示逆变器的a，b，cS相电路，即a相、b相、C 相；
[0014] 步骤2，采用纯比例控制器来控制第k相飞跨电容Cf电压VkCf，k = a，b，c，定义第k相 纯比例控制器的输出量为i 'kcf，k = a，b，c，并用该输出量表示第k相需要流过飞跨电容Cf的 充电电流，即第k相需要流过飞跨电容的充电电流为i'kcf，k = a，b，c;
[001引步骤3，根据步骤1中得到的第k相飞跨电容Cf电压标么值Vkcf PU，k = a，b，C与步骤2 中得到的第k相需要流过飞跨电容Cf的充电电流1'1^[:^ =曰，13，(3，求出第1^相飞跨电容〔:瞬时 充电功率Pkcfpu二Vkcfpu · i kcf,k二a,b,c;
[0016]步骤4,根据步骤1中得到第k相的输出相电流11<，4 =曰，13，(3、输出相电压￥1?)，1^ =曰， b，c、飞跨电容Cf电压标么值Vkc印U，k = a，b，C和步骤2中得到的第k相需要流过飞跨电容Cf的 充电电流1'1<"^ =日，13，(3，通过飞跨电容〔:电压控制且不影响逆变器中点电位的解禪约束 条件，得到所需的零序电压标么值Vopu ;
[0017]步骤5,根据步骤1中得到第k相的输出相电流ik，k = a，b，c、步骤3中得到的第k相 飞跨电容Cf瞬时充电功率Pkcfpu，k = a，b，C和步骤4得到的第k相所需零序电压标么值V日PU，求 得叠加在调制波mkl上的调制波上偏移量Δ mk2 = PkG印u/ik+V日PU，k = a，b，C;
[001引步骤6,根据步骤1中得到第k相的输出相电流ik，k = a，b，c、步骤2中得到的第k相 需要流过飞跨电容Cf的充电电流i ' kcf，k = a，b，C和步骤5求得的调制波上偏移量Δ mk2，求得 调制波下偏移量为 Amk3 = i 'koyiic-Amk2，k = a，b，c;
[0019]步骤7,先对第k相原始调制波mk进行如下变换得到调制波ΠΜ，
[0020]当 〇<mk《l时，得mki=mk;
[0021 ]当-l《mk《0时，得mki=mk+l，k = a，b，c;
[0022] 再根据步骤5得到的调制波上偏移量Δ mk2求得第k相开关管S5与开关管S6调制波 mk2=mki+ Δ mk2;根据步骤5得到的调制波下偏移量Δ mk泳得第k相开关管S7与开关管S8调制 波mk3=mki-Δ mk3;原始调制波mk作为第k相开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的调制 波；
[0023] 步骤8，定义幅值[0，1 ]的高频Ξ角载波为化1，定义与化1幅值频率相同、相位相差 180度的Ξ角载波为化2;
[0024] 当0<mk《l时，开关管S1与开关管S3同时开通，开关管S2与开关管S4同时关断;将 步骤7得到的mk2与Trl比较，当mk2>Trl时，开关管S5开通、开关管S6关断;将步骤7得到的mk3 与Tr2进行比较，当mk3>Tr2时，开关管S7开通、开关管S8关断；
[0025] 当-l<mk《0时，开关管S1与开关管S3同时关断，开关管S2与开关管S4同时开通； 将步骤7得到的mk2与Trl比较，当mk2<Trl时，开关管S5关断、开关管S6开通;将步骤7得到的 mk3与Tr2进行比较，当mk3<Tr2时，开关管S7关断、开关管S8开通。
[0026] 作为Ξ相五电平有源中点巧位逆变器的飞跨电容电压控制方法的进一步改进：
[0027] 优选地，步骤2中所采用的纯比例控制器的输出表达式为
[002引 i，kCf=KpCf(Vkc打e印u-Vkc印U)，k = a，b，c
[0029] 其中，1'胞，4 =日，13，(3为第4相飞跨电容〔:所需的充电电流;虹^为纯比例控制器的 比例参数;VkCf ref PU，k = a，b，C为第k相给定的指令飞跨电容Cf电压值;VkCf PU，k = a，b，C表示第 k相飞跨电容Cf电压标么值。
[0030] 优选地，步骤4中飞跨电容Cf电压控制且不影响逆变器中点N电位的解禪约束条件 为如下方程组：
[0031]
[0032] 其中，Vopu表示需叠加在第k相飞跨电容Cf电压标么值￥脱。。，4 = 3，13，(3上的零序电 压申不么值；ik,k = a,b,C为束k相逆变器输出相电流;Vk〇,k = a,b,c为开关官义用问一组调制 波ΠΜ的逆变器输出相电压，Δmk2为叠加在调制波ΠΜ上的调制波上偏移量，Δmk3为叠加在调 制波ΠΜ上的调制波下偏移量
良示a，b，cS相表达式之和，sign( ·)表示符号函数， 定义为
'方程组中的第Ξ个方程表示为了保证飞跨电容Cf电压的控制 对输出电流和中性点电流都不产生影响，令逆变器中点电流i ' knp，k = a，b，C的波动量为零。
[0033] 相对于现有技术，本发明的有益效果是：
[0034] 1.在载波移相调制策略基础上，通过叠加零序偏移量，实现Ξ相五电平有源中点 巧位逆变器的飞跨电容电压控制，方法简单，便于工程应用。
[0035] 2.采用纯比例控制器得到飞跨电容充电电流.控制Ξ相飞跨电容电压为任意值的 同时不影响Ξ相逆变器输出电流，结构简单，控制效果精准。
[0036] 3.解决了 Ξ相五电平有源中点巧位逆变器中点电位与飞跨电容电压控制中存在 禪合的问题，在控制飞跨电容电压的同时不影响中点电位平衡。
【附图说明】：
[0037] 图1是Ξ相五电平有源中点巧位逆变器的单相拓扑结构示意图。
[0038] 图2是本发明控制方法流程示意图。
[0039] 图3是本发明a相拓扑的开关管S5、开关管S6、开关管S7、开关管S8的SPWM调制原理 示意图。
[0040] 图4是本发明仿真得到的Ξ相原始调制波mk波形。
[0041] 图5是本发明仿真得到的Ξ相开关管S5与开关管S6调制波mk2波形。
[0042] 图6是本发明仿真得到的Ξ相开关管S7与开关管S8调制波mk3波形。
[0043] 图7是本发明仿真得到的Ξ相飞跨电容电压控制波形图。
[0044] 图8是控制飞跨电容电压过程中的直流侧电容电压波形图。
[0045] 图9是控制飞跨电容电压过程中的Ξ相逆变器输出相电流波形图。
【具体实施方式】
[0046] 下面结合说明书附图进行分析。
[0047] 首先，对Ξ相五电平有源中点巧位逆变器飞跨电容电压与中点电位控制存在的禪 合问题进行如下定量推导。
[0048] 由图1拓扑得到有源中点巧位五电平逆变器的数学模型与调制策略用如下表达式 (1)表示：
[0049]
( 1 )
[0050] 其中，Vk〇，k = a，b，c为第k相所有开关管采用同一组原始调制波mk的逆变器输出相 电压;Vdc为直流母线总电压的1/2; ikcf，k = a，b，c为第k相流过飞跨电容的电流;ik，k = a，b， C为逆变器第k相输出相电流；iknp化= a，b，c)为第k相的逆变器中点电流;Skl、Sk2和Sk3分 别为第k相开关管S1、开关管S5、开关管S7的开关函数，若仅考虑其低频成分，为保证流过飞 跨电容的平均电流为零，可令开关管S5、开关管S7的开关函数低频含量相等，令开关管S5、 开关管S6、开关管S7、开关管S8的调制波为原始调制波11^，4 =曰，13，(3，其中4表示逆变器的曰， b，c^相电路，即a相、b相、C相，上式可化简为表达式(2):
[0051 ]
( 2：)
[0052]为实现飞跨电容和中点电位平衡的主动控制，开关函数Ski仍然采用低频调制模 式，先对Ξ相原始调制波mk进行如下变换得到调制波ΠΜ，
[0化3]当 〇<mk《l时，得mki=mk，
[0化4]当-l《mk《0时，得mki=mk+l，k = a，b，c，
[0化日]设调制波上偏移量Δ mk2，求得开关管S5与开关管S6调制波mk2 = mki+ Δ mk2;设调制 波下偏移量Δ mk3，求得开关管S7与开关管S8调制波mk3=iiM- A mk3。
[0056]则根据该逆变器的数学模型和调制策略，并考虑飞跨电容电压实际值不为额定值 的情况，综合上述结果可得到叠加偏移量之后的逆变器输出电压V'kD，k = a，b，c、飞跨电容 电流i'kcf，k = a，b，c及中点电流1'枯。，4 = 3,6，。与第村目调制波上偏移量/^化2、调制波下偏 移量A mk3的关系表达式如下： 剛
(3)
[005引其中，Vk0，k = a，b，c为第k相所有开关管采用同一组原始调制波mk的逆变器输出相 电压；Amk2为叠加在第k相调制波mk止的调制波上偏移量；Amk3为叠加在第k相调制波mk止 的调制波下偏移量;Vdc为母线总电压的l/2;ik，k = a，b，c为逆变器第k相输出相电流;i'knp, k = a，b，C为没有叠加偏移量的第k相逆变器中点电流
表示a，b，相表达式之和， sign( ·)表示符号函数，定义为
[0化9] 1)当 Amk2= Amk3 = 0
[0060] 此时mk2=mk3=mk，代入上式可知逆变器输出电压、飞跨电容电流W及中点电流表 达式与表达式(2)完全相同。故而只要Sk2和Sk3开关函数采用相同的调制波（1/-1电平两种 模式作用时间相等），飞跨电容电压值本身的大小并不会影响逆变器输出电压的基波成分， 也不会影响流过飞跨电容或者中性点的电流。
[0061] 2)当 Amk2= Amk3= Amk声0
[0062] 此时mk2声mk3,即Sk2和Sk3开关函数采用不同的调制波产生，或者说1/-1电平两种 模式的作用时间不相等。将此条件带入式(3)可得表达式(4):
[00 创
（4)
[0064] 从飞跨电容电流表达式可W看出，采用该方案可实现其电压的控制，运正是文献 "Capacitor Voltage Balancing of a Five-Level ANPC Converter Using Phase- Shifted PWM"，Kui Wang,Member,IEEE,Lie Xu.Member, IEEE, Zedong Zheng.Member, IEEE,and Yongdong Li.Member,IEEE《IEEE Transactions on PowerElectronics》，2015， 30(3)，1147-1156Γ基于载波移相调制方法的五电平ANPC电容电压平衡控制"，《I邸E学报- 电力电子期刊》，2015年第30卷第3期1147~1156页)所采用的方案。但是另一方面，从逆变 器输出电压表达式中可W看出，当且仅当飞跨电容电压为〇.5Vdc时，逆变器输出的相电压才 能保持不变，否则该方案会影响逆变器输出电压大小；
[0065] 此外该方案还会对中点电流产生影响，进而影响中点电位。故而该文献所提控制 方案并没有实现飞跨电容电压和中性点电流控制的完全解禪，可能会影响输出电压，进而 导致输出电流崎变。显然，对于单相系统是无法实现两者的完全解禪的，但对于Ξ相系统可 W考虑叠加零序分量W保证飞跨电容电压的控制对输出电流和中性点电流都不产生影响。
[0066] 为解决现有技术中存在的技术问题，本发明所采用的技术方案为：一种基于载波 移相调制的不影响Ξ相五电平有源中点巧位逆变器中点电位与输出电流的飞跨电容电压 控制方法。
[0067] 本控制方法所设及的Ξ相五电平有源中点巧位逆变器每相电路拓扑相同并为如 下结构:直流母线总电压为2Vdc，直流侧设置有两只串联的电容C1和电容C2,电容C1正极连 接逆变器输入正极，电容C1负极与电容C2正极连接点定义为逆变器中点，流过逆变器中点 电流为i 'knp，k = a，b，c，其中k表示逆变器的a，b，cS相电路，即a相、b相、C相，单相拓扑中包 含8只开关管，即开关管Si，i = l，2,3......8,其中开关管S1、开关管S5、开关管S7、开关管 S8、开关管S6、开关管S4相串联，开关管S1发射极连接开关管S5集电极，开关管S5发射极连 接开关管S7集电极，开关管S7发射极连接开关管S8集电极，开关管S8发射极连接开关管S6 集电极，开关管S6发射极连接开关管S4集电极;开关管S1集电极连接电容C1正极，开关管S4 发射极连接电容C2负极，开关管S7集电极与开关管S8发射极间并联飞跨电容Cf，电容Cf正极 与开关管S7集电极相连，第k相需要流过飞跨电容Cf的充电电流为1'1^?，4 =曰，13，(3，第时目飞 跨电容Cf电压为Vkcf，k = a，b，c，其中k表示逆变器的a，b，cS相电路，即a相、b相、C相，开关 管SI发射极与逆变器中点间并联开关管S2,开关管SI发射极与开关管S2的集电极相连，开 关管S4集电极与逆变器中点间并联开关管S3,开关管S3发射极与开关管S4集电极相连，开 关管S2发射极与开关管S3集电极都与逆变器中点相连，将开关管S7、开关管S8间的连接点 引出作为逆变器每一相的输出端，第k相输出相电流为ik，k = a，b，c，第k相输出相电压为 Vko，k = a，b，C，其中k表示逆变器的a，b，cS相电路，即a相、b相、C相。
[0068] 本控制方法包括对逆变器各相电压、电流、直流母线总电压及飞跨电容电压的采 样，采用的具体方法流程如图2所示，具体步骤Wa相为例：
[0069] 步骤1，对逆变器a，b，cS相输出相电流13山，1。、曰，6，(3^相输出相电压￥3。，￥6。， VcD、a相飞跨电容电压Vacf及直流母线总电压2Vdc进行采集，求出a相飞跨电容电压标么值 VaCfpu 二 VaCf/Vdc 〇
[0070] 步骤2,采用纯比例控制器来控制a相飞跨电容Cf电压VaCf，定义a相纯比例控制器 的输出量为i'acf，表示a相需要流过飞跨电容Cf的充电电流，其中
[0071 ]纯比例控制器的输出表达式为
[0072] i，acf = KpCf ( VaC打e印U-VaC印U )，
[007引其中，i'aCf为a相飞跨电容Cf所需的充电电流;Kpcf为纯比例控制器的比例参数； VaCfre印U为a相给定的指令飞跨电容Cf电压值;VaC印U为a相飞跨电容Cf电压标么值。
[0074]步骤3,根据步骤1中得到的a相飞跨电容Cf电压标么值VaCfpu与步骤帥得到的a相 需要流过飞跨电容Cf的充电电流i'aCf，求出a相飞跨电容Cf瞬时充电功率为PaCfpu = VaCfpu · i aCf ο
[00对步骤4，根据步骤1中得到的a，b，cS相输出相电流ia，ib，ic、a，b，cS相输出相电压 Va。，化。，Vc0、a相飞跨电容电压标么值VaCfpu和步骤2中得到的a相需要流过飞跨电容的充电电 流i'aCf，通过a相飞跨电容Cf电压控制且不影响逆变器中点电位的解禪约束条件，其中，
[0076] 可得到叠加偏移量之后的逆变器a相输出电压V'a。、飞跨电容电流i'aCf，及逆变器a 相中点电流i 'anp与调制波上偏移量Ama2、调制波下偏移量Δ ma3的关系表达式如下：
[0077]
[0078] 其中，Vdc为母线总电压的1/2; i'acf为a相飞跨电容所需的充电电流;ia为逆变器a 相输出相电流;Vao为a相所有开关管采用同一组原始调制波ma的逆变器输出相电压；Ama2为 叠加在a相调制波mai上的调制波上偏移量；Δ ma3为叠加在a相调制波mai上的调制波下偏移 量；
表示3，13，(3;相表达式之和；sign( ·)表示符号函数，定义为
[0079] 将上述方程组的第一个方程中[Ama2Vdc-( Ama2+Ama3)VaCf]/Vdc定义为所需叠加 在a相飞跨电容电压标么值VaCfpu上的零序电压标么值Vopu，为了保证a相飞跨电容电压的控 制对输出电流和逆变器中点电流都不产生影响，需要满足下面条件:控制a相第Ξ个方程的 叠加偏移量之后的逆变器中点电流i'anp的变化量为零，即
[0080] 则a相的飞跨电容电压控制且不影响中点电位的解禪约束条件为如下方程组，由 此方程组得到所需叠加的零序电压标么值Vopu
[0081]
[0082] 其中，Vopu表示算法中需叠加在a相飞跨电容电压标么值VaCfpu上的零序电压标么 值;i'aCf为a相飞跨电容所需的充电电流;ia为逆变器a相输出相电流;Va。为a相所有开关管 均采用原始调制波ma的逆变器输出相电压；Ama2为叠加在调制波mal上的调制波上偏移量； A ma3为叠加在调制波ma3上的调制波下偏移量
I;示a，b，cS相表达式之和；sign (·)表示符号函数，定义为
[0083] 步骤5,根据步骤1中得到a相输出相电流ia、步骤3中得到的a相飞跨电容瞬时充电 功率PaCfpu和步骤4得到的所需零序电压标么值V日PU求得叠加在调制波ma止的调制波上偏移 量 A ma2 = PaC印u/ i a+Vopu ;
[0084] 步骤6,根据步骤1中得到a相的输出相电流ia和步骤2中得到的a相需要流过飞跨 电容的充电电流i 'aCf及上偏移量A ma2求得调制波下偏移量为A ma3 = i 'aCf/ik- A ma2 ;
[0085] 步骤7，先对a相原始调制波ma进行如下变换得到调制波mai，当0 <ma《1时，得mai = ma，当时，得mai=ma+l;再根据步骤5得到的a相调制波上偏移量Ama2,求得逆变器 a相开关管S5与开关管S6调制波ma2 = mai+Ama2;根据步骤5得到的a相调制波下偏移量Ama3 求得逆变器a相开关管S7与开关管S8调制波ma3=ma广Ama3;a相原始调制波ma作为a相开关 管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的调制波；
[0086] 步骤8，定义幅值[0，1 ]的高频Ξ角载波为化1，定义与化1幅值频率相同、相位相差 180度的Ξ角载波为化2;
[0087] 当0<ma《l时，a相开关管S1与开关管S3同时开通，a相开关管S2与开关管S4同时 关断;将步骤7得到的ma2与Trl比较，当mas^Trl时，a相开关管S5开通、a相开关管S6关断;将 步骤7得到的ma3与Tr2进行比较，当ma3>Tr2时，a相开关管S7开通、a相开关管S8关断；
[0088] 当-l<ma《0时，a相开关管S1与开关管S3同时关断，a相开关管S2与开关管S4同时 开通;将步骤7得到的ma2与Trl比较，当ma2《Trl时，a相开关管S5关断、a相开关管S6开通;将 步骤7得到的ma3与Tr2进行比较，当ma3《Tr2时，a相开关管S7关断、a相开关管S8开通。
[0089] a相开关管S5与开关管S6调制波mk2、开关管S7与开关管S8调制波mk3与两条移相Ξ 角载波SPWM调制原理示意图如图3所示。
[0090] 同理，Ξ相五电平有源中点巧位逆变器的b相与C相同样按照步骤1-步骤8所述方 法进行控制。Ξ相五电平有源中点巧位逆变器经SPWM调制生成Ξ相PWM驱动信号PWMa、 PWMb、PWMc实现逆变器飞跨电容电压控制的整个流程如图2所示。
[0091] 最后对本发明方法实施于模型仿真中来实现控制，验证本发明的有效性。
[0092] 在MA化AB/Simulink中搭建了^相五电平有源中点巧位逆变器的仿真模型，仿真 采用无源逆变，电路参数为：负载Κ=1〇Ω，L=lmH，开关频率fc=10kHz，直流母线总电压 2Vdc = 200V，直流侧电容参数C1 = C2 = 2000UF，飞跨电容Cf = lOOuF，Ξ相原始调制波址频率 fr = 50Hz，调制度 m=0.9。
[0093] 在MATLAB/Simul ink中，编写S-化nction实现本发明提出的算法，通过系统.m文 件运行得到在上述仿真电路参数下的Ξ相原始调制波mk波形如图4所示，Ξ相开关管S5与 开关管S6调制波mk2波形如图5所示，Ξ相开关管S7与开关管S8调制波mk3的波形如图6所示。
[0094] 在实际工程中，通常采用PI控制器来控制被控对象的输出量，为了验证本发明算 法实现了对飞跨电容电压的灵活控制的同时没有影响中点电位平衡，如图7所示，仿真运用 了纯比例控制器在0.06S时开始作用，立相飞跨电容电压Vacf、化cf、VcCf由0.06S之前的0V在 0.06秒处开始逐渐充电，a相、b相、C相飞跨电容电压不断变大并最终分别稳定在60V、50V和 40VS个不同幅值，灵活地控制了飞跨电容电压的幅值。
[00M]图8表示在控制飞跨电容电压Ξ相为不同幅值过程中两个直流侧支撑电容C1、C2 的电压波形，可W观察到整个过程中直流侧两只电容电压Vdcl和Vdc2均稳定在100V，由图7 与图8仿真结果说明逆变器中点电位平衡没有受到破坏，控制飞跨电容电压并没有影响中 点电位平衡，保证了逆变器运行的可靠性。
[0096] 在控制飞跨电容电压过程中，Ξ相输出相电流ia，ib，ic的仿真波形如图9所示，可 W观察到逆变器输出电流波形没有发生崎变，由图7与图9仿真结果说明控制飞跨电容电压 为不同幅值并没有影响逆变器输出电流，保证了逆变器正常工作。
[0097] W上现象说明实施本发明控制方法可W灵活控制飞跨电容的电压为任意值，且控 制效果很稳定，在控制飞跨电容电压同时并没有对逆变器中点电位与输出电流造成任何影 响，获得了理想的控制效果，保证了逆变器正常工作，提升了逆变器运行可靠性。
【主权项】
1. 一种三相五电平有源中点箝位逆变器的飞跨电容电压控制方法，本控制方法所涉及 的三相五电平有源中点箝位逆变器每相电路拓扑相同并为如下结构：直流母线总电压为 2V dc，直流侧设置有两只串联的电容C1和电容C2,电容C1正极连接逆变器输入正极，电容C1 负极与电容C2正极连接点定义为逆变器中点，流过逆变器中点电流为;['1〇 11)，1^ = &，13，(3，其中 k表示逆变器的a，b，c三相电路，即a相、b相、c相;单相拓扑中包含8只开关管，即开关管Si，i = 1,2,3......8,其中开关管S1、开关管S5、开关管S7、开关管S8、开关管S6、开关管S4相串 联，开关管S1发射极连接开关管S5集电极，开关管S5发射极连接开关管S7集电极，开关管S7 发射极连接开关管S8集电极，开关管S8发射极连接开关管S6集电极，开关管S6发射极连接 开关管S4集电极;开关管S1集电极连接电容C1正极，开关管S4发射极连接电容C2负极，开关 管S7集电极与开关管S8发射极间并联飞跨电容&，飞跨电容C f正极与开关管S7集电极相连， 第k相需要流过飞跨电容Cf的充电电流为i 'kef，k = a，b，c，第k相飞跨电容Cf电压为Vkcf，k = a，b，c，其中k表示逆变器的a，b，c三相电路，即a相、b相、c相;开关管S1发射极与逆变器中点 间并联开关管S2,开关管S1发射极与开关管S2的集电极相连，开关管S4集电极与逆变器中 点间并联开关管S3,开关管S3发射极与开关管S4集电极相连，开关管S2发射极与开关管S3 集电极都与逆变器中点相连，将开关管S7、开关管S8间的连接点引出作为逆变器每一相的 输出端，第k相输出相电流为ik，k = a，b，c，第k相输出相电压为Vk〇，k = a，b，c，其中k表示逆 变器的a，b，c三相电路，即a相、b相、c相； 本控制方法包括对逆变器各相电压、电流、直流母线总电压及飞跨电容电压的采样，其 特征在于包括以下步骤： 步骤1，采集三相逆变器第k相输出相电流ik，k = a，b，c，第k相输出相电压Vk〇，k = a，b， c，第k相飞跨电容Cf电压Vkcf，k = a，b，c及直流母线总电压2Vdc，求得第k相飞跨电容Cf电压 标幺值VkCfpu = VkCf/Vdc，，k = a，b，c，其中k表示逆变器的a，b，c三相电路，即a相、b相、c相； 步骤2,采用纯比例控制器来控制第k相飞跨电容Cf电压Vkcf，k = a，b，c，定义第k相纯比 例控制器的输出量为1'1^々=8，13，(3，并用该输出量表示第1^相需要流过飞跨电容&的充电 电流，即第k相需要流过飞跨电容的充电电流为i 'kef，k = a，b，c; 步骤3,根据步骤1中得到的第k相飞跨电容Cf电压标幺值Vkcfpu，k = a，b，c与步骤2中得 至1J的第k相需要流过飞跨电容Cf的充电电流i 'kef，k = a，b，c，求出第k相飞跨电容Cf瞬时充电 Jjij^^Pkcfpu - Vkcfpu · i kef，k - a，b，c; 步骤4,根据步骤1中得到第k相的输出相电流ik，k = a，b，c、输出相电压Vk〇，k = a，b，c、 飞跨电容Cf电压标幺值Vkcf PU，k = a，b，c和步骤2中得到的第k相需要流过飞跨电容Cf的充电 电流1'1^汰=8，13，(3，通过飞跨电容&电压控制且不影响逆变器中点电位的解耦约束条件， 得到所需的零序电压标么值V 0pu; 步骤5,根据步骤1中得到第k相的输出相电流ik，k = a，b，c、步骤3中得到的第k相飞跨电 容Cf瞬时充电功率PkCfpu，k = a，b，c和步骤4得到的第k相所需零序电压标幺值Vopu，求得叠加 在调制波mki上的调制波上偏移量Δ mk2 = Pk(；fpu/ik+V()pu，k = a，b，c; 步骤6,根据步骤1中得到第k相的输出相电流ik，k = a，b，c、步骤2中得到的第k相需要流 过飞跨电容Cf的充电电流i 'kef，k = a，b，c和步骤5求得的调制波上偏移量Δ mk2，求得调制波 下偏移量为 Amk3 = i 'kcf/ik- Amk2，k = a，b，c; 步骤7，先对第k相原始调制波mk进行如下变换得到调制波mki， 当 0 <mk< 1时，得mki=mk; 当-Kmk<0时，得mki=mk+l，k = a，b，c; 再根据步骤5得到的调制波上偏移量△mu求得第k相开关管S5与开关管S6调制波mk2 = mki+ A mk2;根据步骤5得到的调制波下偏移量Δ mk3求得第k相开关管S7与开关管S8调制波mk3 =mkl-Δ mk3;原始调制波·作为第k相开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的调制波； 步骤8,定义幅值[0，1]的高频三角载波为Trl，定义与Trl幅值频率相同、相位相差180 度的三角载波为Tr2; 当0<mk<l时，开关管S1与开关管S3同时开通，开关管S2与开关管S4同时关断;将步骤7 得到的mk2与Trl比较，当mk2多Trl时，开关管S5开通、开关管S6关断;将步骤7得到的m k3与Tr2 进行比较，当mk3多Tr2时，开关管S7开通、开关管S8关断； 当-l<mk<0时，开关管S1与开关管S3同时关断，开关管S2与开关管S4同时开通;将步骤 7得到的mk2与Trl比较，当mk2<Trl时，开关管S5关断、开关管S6开通;将步骤7得到的m k3与 Tr2进行比较，当mk3 < Tr2时，开关管S7关断、开关管S8开通。2. 根据权利要求1所述的一种三相五电平有源中点箝位逆变器的飞跨电容电压控制方 法，其特征是步骤2中所采用的纯比例控制器的输出表达式为 ? kCf - KpCf ( VkCfrefpu-VkCfpu ) jk - ￡1，b，C 其中，1'1^汰=8，13，(3为第1^相飞跨电容&所需的充电电流;1([^为纯比例控制器的比例 参数;VkCfrefpu，k = a，b，c为第k相给定的指令飞跨电容Cf电压值;VkCfpu，k = a，b，c表示第k相 飞跨电容Cf电压标幺值。3. 根据权利1所述的一种三相五电平有源中点钳箝位逆变器的飞跨电容电压控制方 法，其特征是步骤4中飞跨电容Cf电压控制且不影响逆变器中点N电位的解耦约束条件为如 下方程组：其中，Vopu表示需叠加在第k相飞跨电容Cf电压标幺值￥1^!)11，1^ = 3，13，〇上的零序电压标 幺值;ik，k = a，b，c为第k相逆变器输出相电流;\^。，1^ = 3，13，〇为开关管采用同一组调制波1111<1 的逆变器输出相电压，A mk2为叠加在调制波mki上的调制波上偏移量，△ mk3为叠加在调制波 mkl上的调制波下偏移量：1表示a，b，c三相表达式之和，sign( ·)表示符号函数，定义，方程组中的第三个方程表示为了保证飞跨电容Cf电压的控制对输 出电流和中性点电流都不产生影响，令逆变器中点电流i ' knp，k = a，b，c的波动量为零。
【文档编号】H02M7/5387GK106059353SQ201610573288
【公开日】2016年10月26日
【申请日】2016年7月20日
【发明人】王付胜, 付航, 李祯, 郑德佑, 张兴
【申请人】合肥工业大学