马达的旋转位置推定方法以及马达的控制装置的制造方法

马达的旋转位置推定方法以及马达的控制装置的制造方法
【专利摘要】本发明提供马达的旋转位置推定方法以及马达的控制装置，马达的旋转位置推定方法具有：工序a)，其为对用于使具有凸极性的马达的旋转部旋转的驱动电压叠加比驱动电压的频率高的规定的频率的测定用电压，并将生成的多个电压提供给马达的静止部的工序；工序b)，其与工序a)并行，为提取流向静止部的电流中的规定的频率的分量作为提取电流的工序；工序c)，其为通过求取提取电流与将提取电流的位相变改变π/2而得到的相位变换电流的平方和来取得与提取电流的振幅相关的合成信号的工序；以及工序d)，其为基于合成信号取得旋转部的旋转位置的工序。
【专利说明】
马达的旋转位置推定方法从及马达的控制装置
技术领域
[0001 ]本发明设及马达的旋转位置推定方法W及马达的控制装置。
【背景技术】
[0002] W往为了降低马达的导线数、尺寸W及马达的制造成本而采用省略了旋转位置检 测用的传感器的无传感器矢量控制。作为无传感器矢量控制技术的一种而公知有高频電圧 施加法。在高频电压施加法中，对马达提供比马达的驱动电压的频率高的频率的电压，并根 据其响应电流来推定马达的旋转位置(相位）。
[0003] 例如，公知有由化innaka,S.提出的 "A new speed-va;rying ellipse voltage injection method for sensorless drive of perm曰nent-m曰gnet synchronous motors with pole saliency-New PLL method using high-frequency current component multiplied signal''（leee Transactions on Industry Applications ,2008,44(3), p. 777-788)。（"一种新的楠圆变速电压施加法，其用作对永磁同步电机进行无传感器驱动， 所述永磁同步电机具有采用了高频电流分量相乘信号的化L方法的凸极"（电气和电子工程 师协会工业应用汇刊，2008,44(3)，p. 777-788))。在该方法中，在丫 δ旋转坐标系中生成高 频电压。该电压通过派克变换被变换成邮静止坐标系，且该电压利用空间矢量PWMW及逆变 器被提供给马达。流向马达的Ξ相高频电流利用带通滤波器被提取，并被变换成丫 S旋转坐 标系。通过对γ轴的电流与巧由的电流相乘得到的信号进行低通滤波处理来生成单信道的 信号。利用该信号通过化L来推定马达的旋转位置。
[0004] 并且，公知有由Corley ,Μ. J . W及Lorenz , R. D .提出的 "Rotor position and velocity estimation for a salient-pole permanent magnet synchronous machine at standstill andhigh speeds"（leee Transactions on Industry Applications, 1998,34(4)，p. 784-789)。（"用于推定凸极性的永磁同步电机在停止或高速旋转时转子的 位置W及转速"（电气和电子工程师协会工业应用汇刊，1998,34(4)，p. 784-789))。在该方 法中，采用静止坐标系中的响应电流和推定出的旋转位置(角度)的正弦W及余弦来求取高 频电流的d轴分量的信号。通过将该信号穿过带通滤波器等来获得推定出的旋转位置与实 际的旋转位置之间的误差信号。该误差信号被输入到观测器。观测器通过使误差最小来追 踪旋转位置。

【发明内容】

[0005] 然而，在上述方法中，静止坐标系与旋转坐标之间的变换等需要在运算部中处理 高的运算负荷。运算部中的运算负荷的增加有可能对旋转部的旋转位置的取得精度造成影 响。因此，需要一种W低的运算负荷来精确地取得旋转部的旋转位置的新方法。
[0006] 本发明鉴于上述课题，W提供一种W低运算负荷来精确地取得旋转部的旋转位置 的新方法为目的。
[0007] 本发明的例示性的马达的旋转位置推定方法包括:工序a)、工序b)、工序c)W及工 序d)。
[0008] 工序a)为对用于使具有凸极性的马达的旋转部旋转的驱动电压叠加比所述驱动 电压的频率高的规定的频率的测定用电压，并将生成的多个电压提供给所述马达的静止部 的工序;工序b)与所述工序a)并行，为提取流向所述静止部的电流中的所述规定的频率的 分量作为提取电流的工序;工序C)为通过求取所述提取电流与使所述提取电流的相位改变 n/2而得到的相移电流的平方和来取得与所述提取电流的振幅相关的合成信号的工序；W 及工序d)为基于所述合成信号取得所述旋转部的旋转位置的工序。
[0009] 本发明的例示性的马达的控制装置包括电压供给部、电流提取部、合成信号取得 部W及旋转位置取得部。电压供给部对用于使具有凸极性的马达的旋转部旋转的驱动电压 叠加比所述驱动电压的频率高的规定的频率的测定用电压，并将生成的多个电压提供给所 述马达的静止部。电流提取部提取流向所述静止部的电流中的所述规定的频率的分量作为 提取电流。合成信号取得部通过求取所述提取电流与使所述提取电流的相位改变V2而得 到的相移电流的平方和来取得与所述提取电流的振幅相关的合成信号。旋转位置取得部基 于所述合成信号取得所述旋转部的旋转位置。所述电压供给部基于所述旋转部的旋转位置 来控制所述驱动电压的相位。
[0010] 根据本发明，能够W低的运算负荷精确地取得旋转部的旋转位置。
【附图说明】
[0011] 图1为示出第一实施方式所设及的马达的控制装置的结构的图。
[0012] 图2为示出控制装置的处理流程的图。
[001引图3为示出HF施加信号的图。
[0014] 图4为示出提取电流的图。
[0015] 图5为示出复解析信号的实数部W及虚数部的图。
[0016] 图6为示出合成信号的图。
[0017] 图7为示出通过旋转位置取得部取得的信号的图。
[0018] 图8为示出第二实施方式所设及的马达的控制装置的结构的图。
[0019] 图9为示出第Ξ实施方式所设及的马达的控制装置的结构的图。
【具体实施方式】
[0020] 图1为示出本发明的例示性的第一实施方式所设及的马达1的控制装置10的结构 的图。控制装置10的各构成要素例如设置于马达1的电路板上。另外，控制装置10也可与电 路板(例如逆变器等)分体设置。马达1例如为永磁同步马达且具有凸极性。马达1包括静止 部11W及旋转部(转子)12。静止部11包括定子(固定部）111。旋转部12包括永久磁铁121。静 止部11将旋转部12支承为能够旋转。
[0021] 控制装置10包括电压供给部2、电流提取部3、合成信号取得部4W及旋转位置取得 部5。控制装置10的一部分可W通过包括软件在内的运算部等来实现。因此，运些构成要素 不必被设成能够实际地进行区分。也就是说，控制装置10的一部分既可由软件来实现也可 由硬件来实现。
[0022] 电压供给部2包括HF施加信号生成部21、LF控制信号生成部22、两个加法器23曰、 23b、W及电压生成部24dHF施加信号生成部21生成在αβ坐标系的α轴方向上变化的高频施 加信号W及在日0坐标系的β轴方向上变化的高频施加信号化igh-frequency injection signal)下，将高频施加信号称作"HF施加信号"。HF施加信号例如为正弦波信号。在图1 中，将α轴的HF施加信号表示为Vah，将β轴的HF施加信号表示为VehDHF施加信号Vah、Ve两W是 其他波形的信号。在此，如果将用矢量表示出流向Ξ相定子绕组的电流的坐标系设成ABC坐 标系，则αβ坐标系是指将ABC坐标系变换成两相(克拉克变换）的固定坐标系。α轴W及β轴彼 此正交。
[0023] LF控制信号生成部22生成在αβ坐标系的α轴W及β轴上的低频控制信号。W下，将 低频控制信号称作"LF控制信号"。利用由用户设定的各种设定值W及由旋转位置取得部5 取得的旋转部12的旋转位置等的输入，生成LF控制信号。LF控制信号为控制旋转部12的旋 转的信号。LF控制信号的生成基于矢量控制(Field Oriented Con化ol:F0C)、直接转矩控 制(Direct To巧ue Control :DTC)、PID(比例积分微分)控制或六步控制等算法。在图1中， 将α轴的LF控制信号表示为Vai，将0轴的LF控制信号表示为Vei。加法器23a将α轴的HF施加信 号Vah叠加到α轴的LF控制信号Vai，并输出α轴的叠加信号V。。加法器23b将β轴的HF施加信号 Veh叠加至化轴的LF控制信号Vei，并输出β轴的叠加信号％。
[0024] 电压生成部24例如包括能够进行两相/Ξ相变换（αβ-ABC变换）的线性功率放大 器、或者空间矢量PWM(Pulse Width Modulation:脉宽调制）逆变器等。两相/Ξ相变换将曰 轴W及β轴的信号变换为分别与提供给静止部11的Ξ相电压对应的A轴、B轴W及C轴的信 号。也就是说，两相/Ξ相变换将地坐标系的信号变换为ABC坐标系的信号。电压生成部24将 分别与A轴、B轴W及C轴对应的；相电压Va、Vb、V。提供给静止部ll。HF施加信号生成部21、LF 控制信号生成部22W及加法器23a、23b能够看作是生成提供给马达1的电压指令的电压指 令生成部。电压生成部24基于来自电压指令生成部的电压指令将电压提供给马达1。
[0025] 电流提取部3包括电流信号取得单元31、Ξ个提取器32曰、326、32(：。电流信号取得 单元31为所谓的电流传感器，例如包括:具有放大电路的分流器、分流电阻器、或霍尔效应 电流变换器等。电流信号取得单元31取得流向静止部11的Ξ相电流13、16、1。。提取器3姑至 32c例如包括带通滤波器(BPF)。提取器32a至32c分别提取Ξ相电流ia、ib、ic的高频化F)分 量作为A轴、B轴W及巧由的提取电流iah、ibh、ich。
[00%]合成信号取得部4包括Ξ个希尔伯特变换器41a、4化、41cW及Ξ个信号运算单元 42曰、4213、42(3。希尔伯特变换器41日至41(3利用。11?巧;[]1；[16 1111911136 1?6390]136:有限脉冲响 应)滤波器或者FFT(化St Fourier Transform:快速傅里叶变换）等来实现。在本实施方式 中，希尔伯特变换器41a至41c采用FIR滤波器来实现。信号运算单元4^1至42c分别生成A轴、 B轴W及C轴的合成信号。合成信号为后述的用于取得旋转位置的位置感知信号。将在后面 详细叙述合成信号。在图1中，将A轴的合成信号表示为|za|，将B轴的合成信号表示为|zb|， 将C轴的合成信号表示为I Z。I。提取器32a至32c、希尔伯特变换器41a至41cW及信号运算单 元42a至42c通过对Ξ相电流ia、ib、ic进行处理，而能够被看作是生成A轴、B轴W及C轴的合 成信号的信号处理单元。
[0027]旋转位置取得部5基于合成信号，取得旋转部12的旋转位置06。旋转位置06用于生 成LF控制信号生成部22中的LF控制信号Vai、Vei。也就是说，基于旋转位置进行马达1的旋 转控制。
[0028] 接下来，参照图2对在马达1的驱动时控制装置10的处理进行说明。在控制装置10 中，图2的处理在马达1的驱动中持续重复。W下说明中的对各信号的处理严格地说表示对 该信号在各时刻的值的处理。
[0029] 在LF控制信号生成部22中，为了使马达1的旋转部12旋转，而生成α轴的LF控制信 号VaiW及β轴的LF控制信号％1。在HF施加信号生成部21中，生成α轴的HF施加信号VahW及0 轴的HF施加信号Veh。将角频率设为ω，将时间设为t，从而α轴的HF施加信号VahW及β轴的HF 施加信号Veh用数式1来表示。
[0030] 【数式1】
[0031]
[003^ 图3为示出HF施加信号Vah、Veh的一个例子的图。HF施加信号Vah、Veh的频率比LF控制 信号Val、％l的频率高。也可预先测定作为基于HF施加信号Vah，Veh的响应结果的旋转位置0e， 并通过作成查找表，来取得各时刻的作为基于HF施加信号Vah、Veh的响应结果的旋转位置θβ。 α轴的HF施加信号Vah被叠加到α轴的LF控制信号Vai，生成α轴的叠加信号να"β轴的HF施加信 号％h被叠加到β轴的LF控制信号％1，生成β轴的叠加信号Ve。在电压生成部24中，基于α轴的 叠加信号VaW及β轴的叠加信号％生成Ξ相电压Va、化、Vc。
[003；3] 各电压Va、Vb、Vc包括由LF控制信号Vai、Vei引起的驱动电压和由HF施加信号Vah、Veh 弓植的测定用电压。也就是说，在电压供给部2中，实质上生成多个电压￥3、￥6、心该多个电 压Va、化、V。是对用于使旋转部1 2旋转的驱动电压叠加比该驱动电压的频率高的规定的频率 的测定用电压而形成的。例如，测定用电压的频率在20kHz(千赫下。优选测定用电压的 频率为500化W上1 k化W下。多个电压Va、Vb、V。被提供给马达1的静止部11 (步骤S1)。实际 上，连续地进行向静止部11提供多个电压￥3、￥6、￥。，且后述的步骤52至54与步骤51同时进 行。
[0034] 在电流信号取得单元31中取得流向静止部11的Ξ相电流13、^、1。。在提取器3姑至 32c中提取立相电流ia、ib、ic中的HF施加信号Vah、Veh的频率分量作为A轴、B轴W及巧由的提 取电流iah、ibh、ich(步骤S2)。像运样，在电流提取部帥提取流向静止部11的多个电流ia、ib、 ic中的测定用电压的频率分量作为多个提取电流iah、ibh、ich。
[003引图4为示出多个提取电流iah、ibh、ich的图。在图4中，纵轴表示提取电流iah、ibh、ich 的值。横轴表示旋转部12的旋转位置。如图4所示，提取电流iah、ibh、ich的振幅随旋转部12的 旋转位置变化。也就是说，表示提取电流134、^4、1。4的振幅变化的振幅轮廓为旋转部12的旋 转位置的函数。将提取电流i ah、i bh、i ch的振幅分布设为Aa、Ab、Ac，从而提取电流i ah、ibh、i ch用 数式2表示。另外，在数式2中，将作为旋转部12的旋转位置的函数的振幅分布表示为Aa (0e)、Ab(0e)、Ac(0e)，将作为时间函数的提取电流表示为iah(t)、ibh(t)、ich(t)。在后述的数 式3 W及数式4中相同。
[0036]【数式2】
[0037]
[003引并且，提取电流iah、ibh、ich能够通过数式3变换成复解析信号Za、Zb、Zc。
[0039]【数式3】
[0045] 数式3的虚数部73、76、7。是利用希尔伯特变换被从提取电流1311、：[611、：[。诚取的。希 尔伯特变换使负频率分量的相位改变V2"racr，使正频率分量的相位改变-V2"racr。因 此，通过希尔伯特变换，余弦函数变为正弦函数。在合成信号取得部4中，由希尔伯特变换器 41a至41c进行提取电流iah、ibh、ich的希尔伯特变换，并取得虚数部73、76、7。。此时，希尔伯特 变换器41a至41c为FIR滤波器。虚数部ya、yb、yc为使提取电流iah、ibh、ich的相位改变V2而得 到的相移电流。数式3的实数部Xa、Xb、Xc为提取电流iah、ibh、ich本身。在图5中示出了实数部 XaW及虚数部ya相对于旋转部12的旋转位置的变化。
[0046] 实数部Xa、xb、XGW及虚数部ya、yb、yG被输入到信号运算单元4姑至42c。实际上，通 过使作为实数部Xa、Xb、Xc的提取电流iah、ibh、ich的相位延迟来补偿因希尔伯特变换所产生 的延迟。在信号运算单元42a至42c中，利用数式4来求取作为复解析信号za、zb、zc的绝对值 的合成信号|za|、|zb|、|zc|(步骤S3)。
[0047]【数式4】
[004引
[0049] 也就是说，求取提取电流iah、ibh、ich与使提取电流iah、ibh、ich的相位改变V2而得 到的相移电流的平方和，进而取得该平方和的平方根作为合成信号I Za I、I Zb I、I Z。I。在图6 中示出了合成信号I Za I、I Zb I、I Z。I相对于旋转部12的旋转位置的变化。
[0050] 在此，从数式4中的式子的导出可知合成信号I Za I、I Zb I、I Zc I与提取电流iah、ibh、 ich的振幅轮廓Aa、Ab、Ac相同。也就是说，合成信号|za|、|zb|、|zc|为表示提取电流iah、ibh、ich 的振幅的变化的信号。因此，可W认定合成信号I Za I、I Zb I、I Z。I能够用于计算具有凸极性的 马达1的旋转位置θβ。合成信号I Za I、I Zb I、I Z。I被输入到旋转位置取得部5。
[0051 ]图7为示出由旋转位置取得部5取得的信号的图。图7的最上层表示合成信号I Za I、 Zb I、I Zc I。图7的上数第二层表示后述的zaW及ze，图7的上数第Ξ层表示后述的Θ。图7的最 下层表示旋转位置9e。
[0052] 在旋转位置取得部5中，对A轴、B轴W及C轴的合成信号|za|、Izb|、|zc|进行Ξ相/ 二相变换(ABC-αβ变换）即克拉克变换。由此，如图7的上数第二层所示，取得α轴的合成信号 zaW及β轴的合成信号ze。接下来，利用α轴的合成信号ZaW及β轴的合成信号ze求取反正切 函数atan2(za，ze)作为角度θ(参照图7的上数第；层）。也就是说，在αβ坐标系中，求取W原 点作为始点、W日轴上的位置为ζα且β轴上的位置为ze的点作为终点的矢量的相对于β轴的角 度9。并且，角度Θ通过仅被补偿规定的角度来与旋转部12的旋转位置的0度吻合。
[0053] 在此，如图4所示，在旋转部12的旋转位置从0度旋转到360度的一周中，提取电流 的振幅轮廓呈两周期变化。因此，取得将在从ο度到720度的范围内被补偿的上述角度除W2 所得的值作为图7的最下层所示的旋转部12的旋转位置(步骤S4)。像运样，在旋转位置取 得部5中，基于合成信号I Za I、I Zb I、I Z。I来推定马达1的旋转位置0e。
[0化4] 在马达1的驱动中，重复进行上述步骤S1至S4。如已述那样，在各步骤S1至S4中，严 格处理各时刻的信号的值。此时，在步骤S1中生成Ξ相电压Va、Vb、Vc时，基于在前一步骤S4 中取得的旋转部12的旋转位置θβ的值W及旋转速度等设定值，生成LF控制信号Vai、％i的值。 也就是说，基于旋转部12的旋转位置控制马达1的驱动电压的相位。由此能够精确地控制 马达1的旋转。
[0055] 如上所述，在马达1的控制装置10中，对用于使旋转部12旋转的驱动电压叠加比驱 动电压的频率高的频率的测定用电压，且所生成的多个电压被提供给静止部11。提取流向 静止部11的电流的测定用电压的频率分量作为提取电流。通过求取提取电流与使该提取电 流的相位改变V2而得到的相移电流的平方和，来取得与提取电流的振幅相关的合成信号。 基于该合成信号，取得旋转部12的旋转位置。由此能够精确地取得旋转部12的旋转位置。并 且，基于旋转部12的旋转位置来控制马达1的驱动电压的相位。由此能够精确地使马达1旋 转。也就是说，本说明中的具有凸极性的马达的旋转位置推定方法具有W下的工序a)至工 序d)。工序a)为将对用于使马达的旋转部12旋转的驱动电压叠加比驱动电压的频率高的规 定频率的测定用电压而得到的多个电压提供给马达的静止部11的工序。工序b)为与工序a) 并行、提取将流向静止部11的电流的规定的频率的分量作为提取电流的工序。工序C)为通 过求取提取电流与使提取电流的相位改变V2而得到的相移电流的平方和来取得与提取电 流的振幅相关的合成信号的工序。工序d)为基于合成信号来取得旋转部12的旋转位置的工 序。
[0056] 在控制装置10中，在固定坐标系中进行测定用电压的供给W及针对于提取电流的 信号处理。由此，不采用上述的由化innaka，S.提出的方法W及由Cor ley，M.J.等提出方法 中的在静止坐标系与旋转坐标系之间的复杂变换等，就能够W低运算负荷取得旋转位置。
[0057] 并且，在由化innaka，S.提出的方法W及由Corl巧，M.J.等提出的方法中，在低速 时无法生成感应电压，从而产生旋转方向不清楚W及分辨率低的问题。因此，为了高精度地 检测旋转位置而需要观测器或化U锁相环），从而运算负荷变大。在运种观点中，能够降低 低速时的控制装置10的运算负荷。
[0058] 但是，可考虑对将提取电流平方后的信号进行低通滤波处理而获得滤波信号，将 该滤波信号用于旋转位置的推定。但是，在运种情况下，会在该滤波信号中产生高次谐波， 会对基于该滤波信号的旋转位置的推定精度产生一定的界限。并且，还可考虑对表示提取 电流的绝对值的信号进行低通滤波处理而得到滤波信号，将该滤波信号用于旋转位置的推 定。但是，在运种情况下，也会在该滤波信号中产生因高次谐波引起的噪声，会对旋转位置 的推定精度产生一定的界限。
[0059] 与运些方法相对，在本说明中，取得提取电流与相移电流的平方和的平方根作为 合成信号。也就是说，合成信号为提取电流与相移电流的平方和的平方根。在本说明的控制 装置10中，不会在合成信号中产生高次谐波。由此，能够更精确地取得旋转部12的旋转位 置。
[0060] 并且，通常由IIR(Infinite Impulse Response:无限脉冲响应)滤波器进行低通 滤波处理。IIR滤波器不稳定，不具有线性相位特性。因此，与取得旋转位置相关的动作变得 不稳定且复杂。与此相对，在控制装置10中，取得作为解析信号的范数的合成信号，不进行 低通滤波处理。并且，在本实施方式中，由FIR滤波器进行取得合成信号时的希尔伯特变换。 与IIR滤波器相比，FIR滤波器本质上稳定且具有线性相位特性。由此能够容易且稳定地实 现与取得旋转位置相关的处理。另外，虽然也能够通过FIR滤波器来实现低通滤波处理，但 在运种情况下，与希尔伯特变换相比，处理变得非常长，运算负荷也增大。
[0061] 在上述第一实施方式中，从流向静止部11的Ξ相电流取得A轴、B轴W及C轴的提取 电流作为第一至第Ξ提取电流。然后，在工序C)中取得分别与第一至第Ξ提取电流对应的 合成信号。不限于第一实施方式，即使在只提取两个提取电流的情况下，也能取得旋转位 置。图8为示出本发明的例示性的第二实施方式所设及的马达1的控制装置10的结构的图。 图8的控制装置10的与取得C轴的合成信号|ze|相关的构成要素不同。也就是说，与图1的控 制装置10不同的点是：图8的控制装置10省略提取器32c、希尔伯特变换器41cW及信号运算 单元42c。其他结构与图1的控制装置10相同，且对相同的构成要素标注相同的符号。
[0062] 在图8的控制装置10中，与第一实施方式相同地，电压￥3、化、￥。被提供给马达1的静 止部11(图2:步骤S1)。在电流信号取得单元31中取得流向静止部11的Ξ相电流ia、ib、ic中 的两相电流ia、ib。在提取器32a、3化中提取A轴W及B轴的提取电流iah、ibh(步骤S2)。在合成 信号取得部4中，与第一实施方式相同地，进行对提取电流iah、ibh的处理。由此，求取两个信 道的合成信号I Za I、I Zb I向旋转位置取得部5输入(步骤S3)。
[0063] 在旋转位置取得部5中，通过数式5求取省略了信道的合成信号|ze|。在数式5中，C 为常数且等于合成信号I Za I或合成信号I Zb I的直流分量的Ξ倍。
[0064] 【数式5】
[00化]|zc| =C-|za|-|zb|
[0066] 然后，利用A轴、B轴w及C轴的合成信号I Za I、I Zb I、I z。I，通过与第一实施方式相同 的方法来推定旋转部12的旋转位置(步骤S4)。
[0067] 如上所述，在图8的控制装置10中，能够在省略图1的控制装置10中的提取器32c、 希尔伯特变换器41cW及信号运算单元42c的同时一定程度精确地取得旋转部12的旋转位 置。由此能够削减控制装置10的制造成本。
[0068] 图9为示出本发明的例示性的第Ξ实施方式所设及的马达1的控制装置10的结构 的图。与图1的控制装置10不同点是：图9的控制装置10省略了与取得B轴W及巧由的合成信 号I Zb I、I Z。I相关的构成要素即提取器32b、32c、希尔伯特变换器4化、41c W及信号运算单元 42b、42c。其他结构与图1的控制装置10相同，并对相同的构成要素标注相同的符号。
[0069] 在图9的控制装置10中，与第一实施方式相同地，电压￥3、化、￥。被提供给马达1的静 止部11(图2:步骤S1)。在电流信号取得单元31中，只取得流向静止部11的Ξ相电流ia、ib、ic 中的一相电流ia。在提取器32a中，提取A轴的提取电流iah(步骤S2)。在合成信号取得部4中， 与第一实施方式相同地，进行对提取电流iah的处理。由此，求取一个信道的合成信号|za|向 旋转位置取得部5输入(步骤S3)。在旋转位置取得部5中，例如通过使用观测器或化L等追踪 合成信号I Za I，来推定旋转位置0e(步骤S4)。
[0070] 如上所述，在图9的控制装置10中，实现了省略图1的控制装置10中的提取器32b、 32c、希尔伯特变换器4化、41cW及信号运算单元42b、42c的同时取得旋转部12的旋转位置。
[0071 ]在上述控制装置10中，能够进行各种变形。
[0072] 例如，可W生成A轴、B轴W及C轴的HF施加信号叠加到A轴、B轴W及C轴的LF控制信 号。并且，可W将A轴、B轴W及C轴的提取电流变换为α轴W及β轴的提取电流，并从α轴W及0 轴的提取电流来求取α轴W及β轴的合成信号。
[0073] 在控制装置10中，在上述的工序C)中，能够通过对提取电流进行希尔伯特变换，容 易地取得使提取电流的位相改变V2而得到的相移电流，但可W通过装置的设计来用其他 办法取得相移电流。
[0074] 在信号运算单元42a至42c中，可W将提取电流与相移电流的平方和也可作为合成 信号。运种情况下，在旋转位置取得部5中，基于表示提取电流的振幅的平方的合成信号来 取得旋转部12的旋转位置。如上所述，合成信号不必一定为表示提取电流的振幅本身的信 号，只要实质上是表示提取电流的振幅的信号、即与提取电流的振幅相关的信号即可。
[0075] 在控制装置10中，对马达1进行了无传感器位置检测和控制，但控制装置10的功能 可W用于W无传感器速度检测和控制、W及通过大转矩进行启动等为用途的无传感器状态 下的初始位置检测。
[0076] 如果马达1为具有凸极性的马达，则可W是除同步永磁马达W外的同步磁阻马达 等。
[0077] 上述实施方式W及各变形例中的结构只要不相互矛盾就可W适当地组合。
[0078] 【工业上的可利用性】
[0079] 本发明能够应用于具有凸极性的各种马达的旋转位置的推定W及控制。
【主权项】
1. 一种马达的旋转位置推定方法，其特征在于，具有： 工序a)，其为对用于使具有凸极性的马达的旋转部旋转的驱动电压叠加比所述驱动电 压的频率高的规定的频率的测定用电压，并将生成的多个电压提供给所述马达的静止部的 工序； 工序b)，其与所述工序a)并行，为提取流向所述静止部的电流中的所述规定的频率的 分量作为提取电流的工序； 工序c)，其为通过求取所述提取电流与使所述提取电流的相位改变31/2而得到的相移 电流的平方和来取得与所述提取电流的振幅相关的合成信号的工序；以及 工序d)，其为基于所述合成信号来取得所述旋转部的旋转位置的工序。2. 根据权利要求1所述的马达的旋转位置推定方法，其特征在于， 在所述工序c)中，通过对所述提取电流进行希尔伯特变换来取得所述相移电流。3. 根据权利要求2所述的马达的旋转位置推定方法，其特征在于， 由FIR滤波器进行所述希尔伯特变换。4. 根据权利要求1至3中的任一项所述的马达的旋转位置推定方法，其特征在于， 从流向所述静止部的三相电流取得第一至第三提取电流作为所述提取电流， 在所述工序c)中，取得分别与所述第一至第三提取电流对应的所述合成信号。5. 根据权利要求1至3中的任一项所述的马达的旋转位置推定方法，其特征在于， 所述合成信号为所述平方和的平方根。6. -种马达的控制装置，其特征在于，具有： 电压供给部，其对用于使具有凸极性的马达的旋转部旋转的驱动电压叠加比所述驱动 电压的频率高的规定的频率的测定用电压，并将生成的多个电压提供给所述马达的静止 部； 电流提取部，其提取流向所述静止部的电流中的所述规定的频率的分量作为提取电 流； 合成信号取得部，其通过求取所述提取电流与使所述提取电流的相位改变Ji/2而得到 的相移电流的平方和来取得与所述提取电流的振幅相关的合成信号；以及 旋转位置取得部，其基于所述合成信号取得所述旋转部的旋转位置， 所述电压供给部基于所述旋转部的旋转位置来控制所述驱动电压的相位。
【文档编号】H02P23/14GK106059438SQ201610144661
【公开日】2016年10月26日
【申请日】2016年3月14日 公开号201610144661.0, CN 106059438 A, CN 106059438A, CN 201610144661, CN-A-106059438, CN106059438 A, CN106059438A, CN201610144661, CN201610144661.0
【发明人】鞠锋
【申请人】新加坡日本电产有限公司, 日本电产株式会社