单相谐振变换器以及多相谐振变换器的制造方法
【技术领域】
[0001] 本公开设及谐振变换器并且更具体地设及单相谐振变换器W及多相谐振变换器。
【背景技术】
[0002] 在服务器和数据中屯、领域的配电不断扩张。对于运些电子设备的不断改进，期望 最大化为它们供电的电压变换器的效率，W便降低用于提供相同的使用功率所提供的功 率，W便限制环境中的热耗散，它们被安装在环境中并且因此功率由有关的冷却器具吸收。
[0003] 存在由市电电压供电W生成针对处理器的Vw。供电电压的各种电压分配系统。目 前，市电电压被变换为通过主供电总线分配的第一电压，然后被变换为分布在中间总线上 的第二更低电压（通常12V)并且最终变换为处理器的供电电压V。?。为了优化处理器上游 的系统的效率，主供电总线处在48V的电压。
[0004] 因此应当选择，要么通过12V的中间总线使用48V的主供电总线W便缩短瞬变响 应，要么直接从48V的总线W便增加变换效率，来调节处理器的电压。
[0005] 用于在两级系统（48V-12V-Vw。）中实现第二变换的解决方案是使用多相切换调节 器，其允许具有对负载瞬变的最优响应、从负载汲取电流（汲取模式）的可能性W及保持该 级本身的良好效率。在多相降压变换器中，由于不同的控制技术，有可能满足对于负载瞬变 W及对于参考电压的变化的响应规格。然而，运些变换器W低占空比工作，并且提供双重电 压变换，从供电总线电压48V变换下降到最终电压Vcp。，生成中间电压12V。
[0006] 使用电压谐振变换器来生成适于对处理器供电的电平的已调节电压是已知的。 LHuber等人的文章"1.8MHz48VResonantVRM:Analysis,DesignandPerformance Evaluation"，IEEETrans.OnPowerElectronics,Vol. 21,No.I,January2006,公开了图 I中示出的类型的电压谐振变换器。它具有初级半桥切换级，用于促使AC电流通过初级绕 组，初级绕组由与次级绕组磁禪合的N个环组成，次级绕组与用于形成谐振电路的电容并 联电连接。第一次级电感器Ln和第二次级电感器LP2协作W便向负载LOAD提供所请求的 电流10。次级电感器Ln和Lp2上的电压在它们之间是异相的，并且它们的相互异相通过由 图2中的命令电路所命令的开关Qi和Q2进行调节，W便调节负载处的电压V。。命令电路实 现固定频率控制技术，其中通过使在次级侧处的开关的接通/关断（on/off)信号SR相对 于在初级侧处的半桥的开关的接通/关断信号异相来获得在次级电感器Ln和LP2之间的期 望的异相。该异相通过误差放大器EA的电压并且因此通过输出电压V。和参考电压之间的 差值来确定。
[0007] 该解决方案的优点是并联连接模块的可能性，因为它工作在固定频率并且因此模 块可W轻易地操作为在其间交错。
[0008] 然而，它呈现众多缺点，其中：
[0009] 1)由于固定的工作频率而对负载变化的响应的延迟；
[0010] 2)在次级电感器处的依赖于由误差放大器EA操作的补偿的电压动态特性；
[0011] 3)仅在特定占空比的系统效率最优；
[0012] 4)由于复杂的控制规律带来的补偿的困难；
[0013] 5)它不允许W汲取模式工作。
[0014] 由于高切换频率（通常是1. 8MHz等量物）的使用，第一个缺点被最小化，但是该 选择意味着在初级侧（皿）处和在次级侧（SR)处切换损耗（通常是MOSFET的切换损耗） 的增加。
[0015] 第二个缺点是非常危险的，因为它可能会危及变换器的可靠性。事实上，次级电 感器的充电阶段的持续时间由误差放大器EA确定，在过于激进的补偿，甚至是不稳定的补 偿的情况下，在初级侧上的漏电感可W是过度的，并且可能将在次级电感器处的电压增加 到可能使次级开关（通常地，M0SFET)在相应的安全操作区W外工作的值。
[0016] 此外，第=个缺点是由于固定的工作频率。次级侧的每个半波在次级电感器处的 持续时间本质上由变换器的谐振频率确定，谐振频率是固定的量并且为了简单起见假设该 半波是矩形的。因此，为了调节具有特定占空比的电压，变换器必须通过对漏电感预充电而 增加次级侧处的半波的峰值。由命令回路施加的运个行为使得流过MOSFET的电流的rms 值大于对于W任何占空比递送输出电流所要求的最小值。最优化将仅发生在输出电压处， 使得次级侧的半波的峰值与按照变压器的因子N缩放的输入电压（加上由于谐振的最终差 值）相当。
[0017] 该输出电压是约VOUT=Tres/Tsw*VIN，其中VIN是输入电压，Tres是次级侧的每 个半波的持续时间，等于谐振周期，Tsw是次级侧处每个开关的切换频率的倒数。 【实用新型内容】
[001引将期望实现直接从48V的总线下降到微处理器的（或者通用低电压负载的）供电 电压的电压变换，确保反馈回路在所有运行条件下的稳定性，并且当参考电压和输入电压 变化时保持调制增益恒定。使用该技术，将获得高效率的变换并且同时将获得与降压变换 器、最终也与多相降压变换器的响应可比的对负载瞬变或者对参考变化的快速响应。
[0019] 本公开的第一实施例是谐振变换器，包括：
[0020] 初级切换电路，至少具有初级绕组和被配置为驱动所述初级绕组的初级全桥切换 级，
[0021] 次级谐振电路，具有与初级绕组磁禪合的次级绕组、与次级绕组并联电连接的谐 振电容器（Ck)、分别连接在变换器的输出端子和谐振电容器（Ck)的相应端子之间的第一次 级电感器化1)和第二次级电感器化2)，
[0022] 次级整流级，与谐振电容器（Ck)并联电连接，具有连接W形成具有连接到地的中 间抽头的半桥的第一和第二两个开关，W及
[0023] 反馈命令电路，被配置为：
[0024] 将代表在谐振变换器的输出端子处可获得的输出电压（VOUT)和通过所述输出端 子递送的输出电流化IOUT)的反馈信号（V0UT、KI0UT)接收进输入，
[0025] 将在所述谐振电容器（Ck)的端子处可获得的参考地的电压（PH1、PH2)接收进输 入，
[00%] 接通/关断所述初级切换级的和次级整流级的开关，
[0027]将在所述谐振电容器（Ck)的端子处可获得的参考地的电压接收进输入。
[0028] 当该谐振电容器被命令使得循环地执行W下操作序列时，它呈现高变换效率和与 降压变换器的对负载瞬变的响应时间相当的对负载瞬变的响应时间：
[0029] DSTOPl,接通初级切换级的低侧开关W及所述次级整流级的两个开关，并且关断 初级切换级的高侧开关；
[0030] 2化肥RGY1+START1，切换初级切换级的开关W便使用正半波激励初级电路，同时 保持次级整流级的开关接通并且监测流过次级整流级的所述第一开关的电流；
[0031] 3)RELEASE1，当检测到流经所述第一开关的电流的过零条件时，关断次级整流级 的第一开关并且监测第一开关处的电压；
[0032] 执行W下两个操作之一：
[0033] 4a)DISCHARGEl，在次级整流级的第一开关处的电压无效之前，关断低侧开关并接 通所述初级切换级的高侧开关。
[0034] 或者
[0035] 4b)RECTIFICATI0Nl，在次级整流级的第一开关处的电已经被无效之后，切换初 级切换级的开关使得用正半波激励初级电路，从而保持次级整流级的开关接通；
[0036] 执行从1到4a或4b的步骤，在它们之间交换初级切换级的高侧和低侧开关的角 色，在它们之间交换次级整流级的第一开关和第二开关的角色W便使用正半波激励初级电 路。
[0037] 根据本实用新型的第二实施例，一种单相谐振变换器包括：
[0038] 初级切换电路，具有初级绕组和被配置为驱动所述初级绕组的初级切换级；
[0039] 次级谐振电路，具有磁禪合到所述初级绕组的次级绕组、并联电连接到所述次级 绕组的谐振电容器、W及分别禪合在所述变换器的输出端子和所述谐振电容器的相应端子 之间的第一次级电感器和第二次级电感器；
[0040] 次级整流级，与所述谐振电容器并联电连接，并且具有第一开关和第二开关，所述 第一开关和所述第二开关禪合W形成具有禪合到地的中间抽头的半桥；
[0041] 反馈命令电路，被配置为：
[0042] 接收代表在所述谐振变换器的所述输出端子处的输出电压和通过所述输出端子 递送的输出电流的反馈信号；
[0043] 接收在所述谐振电容器的所述端子处的电压；
[0044] 命令所述初级切换级的和所述次级整流级的开关的接通/关断；
[0045] 独立于彼此地接通/关断所述次级整流级的所述第一开关和所述第二开关W及 所述初级切换级的所述开关，用于循环地执行W下操作序列：
[0046] 1)接通所述初级切换级的低侧开关和次级整流级的第一开关和第二开关，并且关 断所述初级切换级的高侧开关，
[0047] 2)切换所述初级切换级的所述开关，从而利用正半波激励所述初级切换电路，同 时保持所述次级整流级的所述开关接通并且监测流过所述第一开关的电流；
[0048] 3)关断所述第一开关并且监测在所述第一开关处的电压，响应于检测到流经所 述第一开关的所述电流的过零条件；
[0049] 执行W下两个操作之一：
[0050] 4a)在所述第一开关处的所述电压无效之前，关断所述低侧开关并接通所述高侧 开关， W川或者
[0052] 4b)在所述第一开关处的所述电压已经被无效之后，切换所述初级切换级的所述 开关，从而利用正半波激励所述初级切换电路，保持所述次级整流级的所述开关接通；
[0053] 5)接通所述低侧开关W及所述第一开关和所述第二开关，并且关断所述高侧开 关；
[0054] 6)切换所述初级切换级的所述开关，从而利用负半波激励所述初级电路，同