用于控制功率电路的功率晶体管/驱动器的设备以及用于功率变换的系统的制作方法
【技术领域】
[0001] 本公开设及变换器，并且更具体地设及用于准谐振AC/DC离线变换器的控制设备。
【背景技术】
[0002] 用于灯泡更换的基于L邸的灯的变换器W及特别地离线驱动器常常期望具有大于 0.9的功率因数、低总谐波失真(THD)并且提供安全隔离。同时，由于成本原因，期望在不闭 合反馈回路的情况下调节针对适当L邸驱动所需要的输出DC电流。
[0003] 高功率因数化i-PF)反激式变换器能够使用简单且廉价的功率级满足功率因数和 隔离规范。在M-PF反激式变换器中，不存在直接连接在输入整流器桥的DC侧两端的储能电 容器，使得向功率级施加的电压被正弦整流。为了实现高PF，输入电流必须跟踪输入电压， 从而引发时间相关的输入至输出功率流。作为结果，输出电流包含主线的频率两倍的大AC 分量。
[0004] 通常在适当延迟之后，准谐振反激式变换器具有与变压器去磁（即次级电流已经 变为零)的时刻同步的功率晶体管导通。运允许导通发生在跟随去磁的漏极电压振铃的谷， 常常称为"谷切换"。最常见地，使用峰电流模式控制，所W功率晶体管的关断通过电流感测 信号达到由调节输出电压或电流的控制回路编程的值来确定。
[0005] 在反激式变换器中，输入电流是仅在功率晶体管的导通时间期间流动的初级电流 的平均，从而导致由对应于功率晶体管的关断时间的空隙分开的一系列Ξ角波。运种"斩 波"使得初级电流的平均值低于峰值的一半，并且依赖于Ξ角波的占空比。作为结果，输入 电流不再与峰的包络成比例，并且不像正弦包络，输入电流不是正弦的。虽然保持正弦状形 状，但是输入电流失真。运一失真正弦输入电流导致未能实现低THD或单位一功率因数的反 激式变换器。
[0006] 图1示出根据现有技术的高功率因数化i-PF)准谐振(QR)反激式变换器30的示意 图。在初级侧，反激式变换器30包括桥式整流器34，桥式整流器34具有被配置为从AC电力线 接收AC电压的输入32、连接到接地的第一输出、W及第二输出，整流器被配置为在第二输出 处产生经整流电压Vin(0)。变换器30还包括电容器Cin，其用作高频平滑滤波器，连接在桥式 整流器34的输出端子两端，其中负端子连接到接地。变压器36的初级绕组Lp具有连接到电 容器Cin的正端子的一端，并且变压器36还包括禪合到电阻器化CD的辅助绕组Laux。初级绕组 Lp的另一端连接到功率晶体管Μ的漏极。功率晶体管Μ具有经由感测电阻器Rs连接到接地的 源极端子，电阻器Rs允许将流过Μ的电流（即当Μ导通时流过Lp的电流)读取为电阻器Rs本身 两端的正电压降。控制器38控制功率晶体管M。变换器的初级侧还包括电阻分压器和错位电 路39,电阻分压器由与电容器Cin并联连接的电阻器Ra和Rb构成，错位电路39对由初级绕组 Lp的漏电感产生的漏极电压上的尖峰进行错位。
[0007] 在变换器的次级侧，变压器36的次级绕组Ls具有连接到次级接地的一端和连接到 二极管D的正极的另一端，二极管D具有连接到电容器Cout的正极板的负极，电容器Cwt具有 其连接到次级接地的负极板。运一反激式变换器30在Cout两端的其输出端子处生成DC电压 Vnut，DC电压将供应负载(未示出）。负载通常是高亮度L邸串。
[0008] 要调节的量(输出电压Vnut或者输出电流Inut)与基准值进行比较，并且生成依赖于 它们的差异的误差信号Ifb。运一信号通过隔离反馈块40传送到初级侧，隔离反馈块40通常 由光禪合器(或者能够跨越符合IEC60950的安全要求的隔离屏障的其他装置)实现。在初级 侧，运一误差信号是从控制器38中的专用引脚FB陷落的电流Ifb，从而产生所述引脚FB上的 控制电压V。。如果由位于隔离反馈块40内部的频率补偿网络确定的整体控制回路的开环带 宽足够窄一一通常低于20化一一并且假定稳态操作，则至少对于一级近似，控制电压V。可 被视为DC电平。
[0009] 在控制器38内部，控制电压V。内部地馈送到乘法器块42的一个输入中，乘法器块 42具有经由引脚MULT和电阻分压器Ra/Rb的中点接收在Cin两端感测的瞬时经整流线电压Vin (9) 的一部分的另一输入。
[0010] 乘法器块42的输出是经整流正弦波与DC电平的乘积，于是仍然为经整流正弦波， 其振幅依赖于均方根线电压Vin(0)和控制电压V。的振幅;运将是峰值初级电流的基准电压 VCSREF(白）。
[OOW VCSREF(0)信号被馈送到脉冲宽度调制比较器44的反相输入，脉冲宽度调制比较器 44在其非反相输入处接收在感测电阻器化两端感测的电压Vcs(t，0)，电压Vcs(t，0)是与流 过变压器36的初级绕组Lp和功率晶体管Μ(当功率晶体管导通时）的瞬时电流lp(t，0)成比例 的电压。假定功率晶体管Μ初始导通，通过初级绕组Lp的电流将倾斜升高，并且化两端的电压 也将倾斜升高。当Vcs (t，目）等于VcsREF(目）时，PWM比较器44重置SR触发器46，SR触发器46关 断功率晶体管M。因此，乘法器42的输出（成形为经整流正弦波)确定了初级绕组Lp中的电流 的峰值，作为结果，该电流将由经整流正弦波包络。
[0012] 当功率晶体管Μ关断时，存储在初级绕组Lp中的能量通过磁禪合被传送到次级绕 组Ls，并且然后倾卸到输出电容器Cout和负载中，直到次级绕组Ls完全去磁。此时，二极管D打 开，并且漏极节点变得浮动，在次级绕组LS和二极管D导通的情况下漏极节点固定在Vin(0) + Vr。由于其开始与初级绕组Lp谐振的寄生电容，漏极节点电压将趋向于通过阻尼振铃最终达 到瞬时线电压Vin(0)。跟随变压器36去磁的迅速漏极电压跌落通过辅助绕组Laux和电阻器 Rzcd禪合到控制器38的引脚ZCD。每次其检测到落至低于阔值的下降沿时，过零检测器(ZCD) 块48释放脉冲，并且运一脉冲设置SR触发器46并且驱动功率晶体管Μ导通，从而开始新的 开关周期。
[0013] 在ZCD块48和SR触发器46的设置输入之间的或口 50允许启动器块52的输出发起开 关周期。启动器块52在上电时当没有信号在引脚ZCD输入上可用时产生信号，并且在引脚 ZCD输入上的信号因任何原因损耗的情况下，防止变换器30卡住。
[0014] 假定Θ e (0，31 )，根据考虑中的控制方案，初级电流的峰包络由下式给出；
[001 引 Ipkp(目）= Ip(T0N，目）= IpKpsin 白.
[0016] 值得注意的是，运一方案导致功率晶体管Μ的恒定导通时间Ton:
[0017]
[0018] 为简单起见，功率晶体管Μ的关断时间T〇FF( Θ)将被视为与时间Tfw( Θ)-致，在时间 τ?(θ)期间电流在次级侧流通。换言之，将忽略初级开关两端的电压振铃直到达到振铃谷的 时间间隔Tr。只要Tr<<Toff(目），运是可接雙的。
[0019]因此，开关周期τ(θ)由下式给出：
[0020] T(0)=Ton+Tfw(0).
[0021] 考虑初级绕组Lp两端的伏秒平衡，可能写出：
[0022]
[0023] 其中Vr是在时间间隔Τ?(θ)内在变压器36的初级绕组Lp两端看到的反射电压，即 输出电压V?t乘初级对次级应数比n = Np/化：
[0024] VR = n(V〇ut+VF)
[0025] 其中Vf是次级二极管D上的正向压降。因此，Τ(θ)可改写为：
[0026] Τ(白）=T〇N(l+Kvsin 白）
[0027] 其中 Kv=Vpk/Vr.
[0028] 变换器30的输入电流被发现为平均开关周期内的初级绕组Lp中的初级电流Ip(t， 9)。Ip(t，Θ)是图2的右手侧图中的灰色Ξ角波系列，所W发现：
[0029]
[0030] 运示出输入电流不是纯正弦波。绘制在图3a中的针对不同Κν值的函数sin9/(l + Kvsine)在线频率的两倍下是周期性偶函数。相反地，从市电汲取的电流在线频率下将是它 的"奇对应"，如图3b所示。
[0031] 运一电流仅对于Κν = 0是正弦；当Κν辛0时，虽然保持正弦状形状，输入电流失真，Κν 越高失真越高。由于Κν不能为零(运将要求反射电压趋向于无穷大），即使在理想的情况下， 运一现有技术QR控制方案未许可反激式变换器30中的输入电流的零总谐波失真(Τ皿)或者 单位一功率因数。
[0032] 图4示出针对图1的变换器30的输入电流Τ皿和功率因数对Κν的绘图。
[0033] 虽然失真显著，尤其是在高线（即高Κν)处，但是单独谐波仍然完全在由针对谐波 电流发射限制的规章 IEC61000-3-2(或其日本同源巧IDA-MITI)考虑的限制内。针对真实世 界应用的谐波测量的示例示出在图5中。出于