专利名称：振荡器和频率合成器以及采用该振荡器的通信设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及振荡器和频率合成器以及采用该振荡器的通信设备。
背景技术：
有两种类型的振荡器可在诸如准微波频段或类似频段等高频段产生振荡，即，第一种类型的振荡器直接在所需的频率产生振荡，而第二种类型的振荡器在一较低的频率产生振荡，而由耦合至振荡器的上变频器提供一上变频输出。由于设计方便以及减少了消耗的电流，因而经常采用第二种类型的振荡器。频率合成器以及采用这样一种现有技术振荡器的通信设备也为大家熟知。
下面将描述一现有技术的高频段振荡器。
图20是现有技术高频段振荡器的方框图。
在图20中，标号1表示一环形谐振器，标号2表示由一采用晶体管或类似器件的负阻有源电路构成的振荡部分，而标号3表示用于在环形谐振器1和振荡部分2之间耦合的一耦合电容器。标号5表示包括诸如晶体管等非线性元件的上变频器，标号6表示用于输出上变频器的上变频输出并衰减不需要的波的带通滤波器(BPF)，标号7是一输出端，而点A是环形谐振器1和振荡部分2之间的耦合点。
具有上述结构的现有技术高频段振荡器的工作将描述如下。
首先，振荡器4在一由环形谐振器1的电长度和振荡部分2的电路常数所确定的频率振荡。由于上变频器5包括诸如晶体管等非线性器件并有产生输入信号的高次谐波的功能，用上变频器5从振荡器4的输出得到二倍频输出。然而由于基波的输出电平通常大于二倍频输出的电平，因而需将用于衰减基波的BPF6接至上变频器5的后级。因此，二倍频波可从输出端7获得。
另一方面，包括环形谐振器、振荡部分以及相位同步电路的频率合成器也为大家熟知。在这样的相位同步电路中，必需将振荡器的输出分为用于输入至相位同步电路的信号和用作外部输出的另一信号。
下面更具体地描述这样一种现有技术的频率合成器。
在图21中，由于由标号1至4和7以及点A所表示的元件与图20中的相同，因而省略了对它们的详细描述。标号8表示一分配器，用于输出相互间保持一定隔离度的分配输出，标号9表示一相位同步部分，该部分具有一分频器、一相位比较器以及一电荷泵或类似装置，而标号10表示一环路滤波器，它用于反馈去除高频分量的一相位同步部分9的输出，标号11是一参考信号发生器，而标号12表示一相位同步电路，该电路包括相位同步部分9、环路滤波器10以及参考信号发生器11。
下面将描述这种现有技术的频率合成器的工作。
将分配器8的输出用参考信号发生器11的参考信号与相位同步部分9作相位比较。相位同步部分9通过环路滤波器10把一去除了不需要的高频分量的同步信号提供给振荡部分2，其中，分配器8的输出应该有足够的隔离度。然而，示于图20的现有技术振荡器存在一些问题，由于上变频器的缘故，使电路尺寸增大以及消耗电流增加，而示于图21的现有技术频率合成器也存在一些问题，由于振荡器上必须附加分配器，因而电路尺寸增大以及消耗电流增加。
发明内容
本发明的目的在于提供一改进的振荡器和一改进的频率合成器以及采用该振荡器的改进的通信设备。
按照本发明，提供包括一振荡部分的一振荡器，该部分有一环形谐振器和一通过耦合电容耦合至环形谐振器的负阻有源电路，从而在所述环形谐振器上的某一点获得振荡输出，在该点处，相应于振荡频率的电压是零但在该点输出二次谐波频率输出。
说得更具体些，振荡器的电压输出在环形谐振器和振荡部分之间的耦合点处最大，而环形谐振器显示出电压沿环形谐振器中周长呈正弦分布，从而在环形谐振器的某些点处对应于振荡基频的电压为零，但在二次谐波频率上却是最大值。因此，可以从此点获得二次谐波频率输出并且不用带通滤波器(BPF)就可抑制基波分量。
按照本发明，提供一第一振荡器，它包括一环形谐振器；一振荡电路，它具有一耦合至环形谐振器上第一点的负阻有源电路，用以在振荡频率振荡并使谐振器谐振；一输出端，它耦合至环形谐振器上的第二点，当环形谐振器谐振以输出一谐振频率信号时，在第二点处对应于振荡频率的电压大体上为零，在那里输出偶次谐波分量而抑制基波分量。
按照本发明，提供一第二振荡器，它包括一环形谐振器，该谐振器有点A至D等距离地划分环形谐振器；分别耦合至点A和B的第一和第二振荡电路；具有等于第一和第二振荡电路电容值的第一和第二接地电容器。因此，对于单个谐振器提供了两个互不影响的独立振荡器。说得更具体些，第二振荡器包括具有一预定周长的环形谐振器；一第一振荡电路，它具有耦合至环形谐振器上第一点的负阻有源电路，该电路用以在第一振荡频率振荡并使谐振器谐振；一第二振荡电路，它具有耦合至环形谐振腔上第二点的负阻有源电路，第二点与第一点相隔预定周长的四分之一，该电路用以在第二振荡频率产生与第一振荡频率不同的振荡并使谐振器谐振；一第一接地电容器，用以把环形谐振器上的第三点耦合至地，第三点与第一点相隔预定周长的二分之一，第一接地电容器具有等于从第一点看得的第一振荡电路电容值的第一电容；一第二接地电容器，用以耦合环形谐振器上第四点至地，第四点与第二点的相隔预定周长的二分之一，第二接地电容器具有等于从第二点看得的第二振荡电路电容值的第二电容；以及一输出电路，用以分别从第三和第四点提供第一和第二输出。
按照本发明，提供一第三振荡器，它包括一环形谐振器；一谐振电路，它具有一耦合至环形谐振器上第一点的负阻有源电路，用以在谐振频率振荡并使谐振器谐振；以及第一和第二输出端，这两个输出端分别耦合至第二和第三点，这两点沿环形谐振器与第一点相隔同样长度，而相互之间沿环形谐振器相隔对应于振荡频率的90°电长度，用以分别输出谐振频率信号。
在第一至第三振荡器中，可进一步提供接地电容器、一谐振电容器，以使振荡器小型化。可提供可变电容器以防止点随受控振荡频率的改变而移动。还提供包括第一至第三振荡器的频率合成器和通信设备。
第一振荡器可进一步包括一第二输出端，它耦合至第三点，当环形谐振器谐振时，在第三点上对应于振荡频率的电压基本上为零，第二输出端用以输出与谐振频率信号同相的二次谐波频率信号；以及一同相合成电路，用以合成谐振频率信号与二次谐波频率信号。
第一振荡器可进一步包括一第二输出端，它耦合至第三点，当环形谐振器谐振时，在第三点上对应于振荡频率的电压基本上为零，第二输出端用以输出与谐振频率信号同相的二次谐波频率信号；一第一接地电容器，它跨接于输出端与地之间；一第二接地电容器，它跨接于第二输出端与地之间，第一电容器的电容大体上等于第二电容器的电容；以及一同相复合电路，用以复合谐振频率信号与二次谐波频率信号，此外，可包括一可变电容器，它具有可变的电容，跨接在第一点和第四点之间，第四点与第一点相隔环形谐振器周长的二分之一，或可包括一第一可变电容器，它跨接于第一点与地之间；以及一第二可变电容器，它跨接于第四点与地之间，第四点与第一点相隔环形谐振器周长的二分之一，为完成压控操作，第一和第二可变电容器具有基本相同的电压—电容特性。
在这些振荡器的每一个之中，振荡电路具有用以接收控制信号的控制输入，且该电路以由控制信号控制的振荡频率振荡。
按照本发明，提供了一种频率合成器它包括一振荡部分，该部分具有一环形谐振器和一振荡电路，该振荡电路包括一耦合至环形谐振器的负阻有源电路，振荡电路耦合至谐振器的第一点，使环形谐振器谐振，并产生一振荡信号，该振荡信号的频率与相位受控制信号控制；一相位同步电路，用以通过把参考信号与振荡信号相比较而产生一控制信号；以及一输出端，用以从环形谐振器上的第二点供给一谐振频率信号。类似于对已提及的振荡器的改进对于频率合成器的振荡器小型化也是有作用的。
第二振荡器可进一步包括一开关，用以根据一开关控制信号，将供电切换至第一或第二振荡电路。
在第二振荡器中，输出电路包括第一和第二缓冲放大器，用以分别放大来自第三点和第四点的输出，以及一复合电路，用以复合第一和第二缓冲放大器的输出。
按照本发明，提供了一种采用第二振荡器的通信设备，其中，第一输出用作无线电信号发送频带的本机信号而第二输出用作无线电信号接收频带的本机信号。按照本发明，提供了一种采用第二振荡器的通信设备，其中，在一第一变频器中采用第一输出，用以对接收到的无线电信号进行变频，而为第二变频器采用第二输出，用以在检波处理之前对第一变频器的输出进行变频。
按照本发明，提供了一种采用第二振荡器的频率合成器，其中，频率合成器中的第二振荡器的第一和第二振荡电路有着大体相同的频率灵敏度，从而第一和第二控制信号的相同变化引起第一和第二振荡频率相同的改变。
附图简述下面结合附图的详细描述将使本发明的目的和特征更为明显。
图1是第一实施例的一振荡器的示意图；
图2示出图1所示的环形谐振器上的电压分布；图3是本发明第二实施例的一振荡器的示意图；图4是本发明第三实施例的一振荡器的示意图；图5是本发明第四实施例的一振荡器的示意图；图6A和6B是第五实施例第一和第二例的振荡器的示意图；图7A和7B是第六实施例第一和第二例的振荡器的示意图；图8是第七实施例的一频率合成器的示意图；图9是第八实施例的一振荡器的示意图；图10是第八实施例的一曲线图，示出随着从耦合点算起的电长度变化，输出电平的改变；图11A和11B是第九实施例的第一和第二例的振荡器的示意图；图12是第十实施例的一振荡器的示意图；图13是第十一实施例的一振荡器的示意图；图14是示出第十二实施例的一振荡器的主要部分的示意图；图15示出第十一和第十二实施例的隔离特性；图16是示出第十三实施例的一振荡器的主要部分的示意图；图17是示出第十四实施例的一振荡器的主要部分的示意图；图18是示出第十五实施例的一振荡器的主要部分的示意图；图19是第十六实施例的一频合成器的示意图；图20是一现有技术高频段振荡器的方框图；图21是一现有技术频率合成器的方框图；图22是采用第十五实施例的振荡器的一举例电路的方框图；以及图23是采用第十六实施例的频率合成器的一举例电路的方框图。
在这些图中，相同或相应的元件或部分采用相同的标号。
具体实施例方式
(第一实施例)下面结合附图描述本发明的第一实施例。
图1是第一实施例的一振荡器的示意图，图2示出图1的一环形谐振荡上的电压分布。第一实施例的振荡器包括一(电介质)环形谐振器1；一振荡电路2，用以产生具有振荡(基)频率f0的振荡信号；一耦合电容器3，用于通过在环形谐振器上的耦合点A把振荡电路2耦合至环形谐振器1；以及一输出电容器13，用于从环形谐振器1上的点B提供一个二次谐波频率输出(谐振信号)至输出端7。环形谐振器1上的B点对应于振荡基频f0显示零电压，但对于二倍频2f0显示出最大电压。
具有上述结构的振荡器的工作叙述如下。
首先，振荡电路2以基频f0振荡，基频f0由环形谐振器的电长度和振荡电路2的电路常数决定，而点A对于基频分量f0显示出最大电压，且对于基频f0来说形成如图2所示的正弦型电压。在此电压分布中，有一点B，在该点处，对于基频f0的电压为零，而对于二次谐波频率2f0的电压为最大。点B与耦合点A相隔一段距离小于环形谐振器1的周长的四分之一。因此，输出电容器13可输出二次谐波频率2f0的谐振信号而抑制基频。即，提供偶次谐波分量而抑制奇次谐波分量。
如上所述，按照本实施例，可以用简单的电路结构以及低的电流消耗来提供一种高频段的振荡器，这是由于不需要通常连至振荡器输出的上变频器了。
在此实施例中，振荡电路2用于使环形谐振器1谐振。然而，振荡电路2具有一用于接收频率控制信号的控制输入端2a，并能按频率控制信号的电压改变振荡频率。如果振荡电路以固定的频率振荡，则有固定的电压提供至控制输入端2a。振荡电路2有一振荡信号输出端2b，用以向频率合成器中的相位同步电路提供振荡信号。因此，此振荡器可用于进行压控振荡的频率合成器。然而，2a和2b端在除频率合成器之外的说明中可以省略。
(第二实施例)下面结合附图描述本发明的第二实施例。
图3是本发明的第二实施例的一振荡器的示意图。其基本结构与第一实施例相似，而第一与第二实施例的差别在于，在环形谐振器1上的C点设有一耦合至地的电容器14，C点与耦合点A之间相隔环形谐振器1周长的二分之一。
下面描述第二实施例的振荡器的工作。
基本工作与第一实施例相同。其差别在于，对于基频f0的电压为零而对于二次谐波频率2f0的电压为最大的点B1的位置可由在点C处接地的电容值来控制。特别地，如果接地电容器的电容值等于从环形谐振器1的点A看得的振荡部分2的电容值，则点B1位于环形谐振器1上点A和点C中点处。
如上所述，按照本实施例，以简单的电路结构和低的电流消耗提供了一高频段振荡器，这是由于不需要连至振荡器输出的上变频器了，如图3所示，可从环形谐振器的点A获得振荡器输出，在点A处，对于振荡频率的电压为零。
(第三实施例)下面结构图4描述本发明的第三实施例。
图4是本发明的第三实施例的一振荡器的示意图。基本结构与第一实施例相似，而第一与第三实施例的差别在于，在环形谐振器上的点B和D的输出端，通过输出电容器13和15的输出端同相复合在一起而输出，以使在点B和点D，对于基频f0的电压为零，而对于二次谐波频率2f0的电压为最大。
下面描述第三实施例的振荡器的工作。
基本工作与第一实施例相同，差别在于点B和D的位置示出对于二次谐波频率的最大电压且相互之间的相位差为360°，即，同相，因此，通过输出电容器13和15的同相复合，可以获得强度较大的二次谐波分量。即，与第一实施例相比，可以获得较大强度的偶次谐波分量。另一方面，与第一实施例类似，基频分量和奇次谐波分量被抑制。
如上所述，按照本实施例，以简单的结构和低的电流消耗提供了一高频段振荡器，这是由于不需要连至振荡器输出的上变频器了，如图4所示，从环形谐振器上的点B和D提供较高输出电平的二次谐波分量，而在这二点上对应于振荡频率的电压为零。
图4只是示出将电容器13和15用作同相复合装置的一个例子，而类似地可采用其他同相复合电路。
(第四实施例)以下借助图5描述本发明第四实施例。
图5为本发明第四实施例振荡器的示意图。第四个实施例振荡器的基本结构与第三实施例的相同，它们的不同之处在于，在与耦合点A相距半个环形谐振器1周长的C点处提供接地电容器14。
下面描述具有第四实施例结构的振荡器的工作过程。
基本的工作过程与第三实施例的相同。不同之处在于，相对于基频f0的电压为零和相对于二次谐波频率2f0的电压为最大值的点B1和D1的位置是可以控制的。特别是，如果接地电容器14的电容值等于从A点看过去的振荡器电路2的电容值，那么B1点和D1点就位于环形谐振器1上A点和C点的中间位置。
如上所述，按照本实施例，由于在振荡器输出端不必连接上变频器，而具有较大输出电平的双倍频信号是从环形谐振器1的点B1和D1上振荡器输出中获得的，在这两点上对应于通过同相复合振荡频率的电压为零，所以提供的高频段振荡器电路结构简单、电流消耗小。
而且，图5表示的只是本实施例的一个简单实例。即，输出电容器13和15用作同相复合装置。但是，其它的同相复合电路也可以用于本实施例。
(第五实施例)以下借助附图描述本发明第五实施例。
提供第五实施例以使环形谐振器1微型化。
图6A为第五实施例第一实例振荡器的示意图。其基本结构与第三实施例的相同，不同之处在于，谐振电容器16接于耦合点A和与耦合点A相隔半个环形谐振器1周长的C点之间，而电容值相同的接地电容器17和18与环形谐振器1上对应于基频f0的电压为零的B点和D点相连。
图6B为本发明第五实施例第二实例的示意图。其基本结构与第三实施例的相同，它们的不同之处在于，耦合点A通过电容器19接地，与耦合点A相隔半个环形振荡器1周长的C点通过电容值与电容器19相同的接地电容20接地，而电容值相同的电容器17和18连接于地电位和环形谐振器1上，对应于基频f0的电压为零的B点与D点之间。在本结构中，在对应于基频f0的电压为最大值的A点和C处，电容呈对称分布(平衡情形下)。
下面将描述第五实施例的第一和第二实例中的振荡器工作过程。
由于振荡器以由环形谐振器1的电长度、振荡部分2的电路常数和谐振电容器16或接地电容器19和20所确定的频率来振荡，所以第五实施例中用来提供具有与第一到第四实施例相同频率f0振荡输出的环形谐振器1的电长度比第一到第四实施例的短。因此，环形谐振器1上点B和D的电压对应于基频保持为零，但提供最大电压的频率高于二次谐波频率2f0。于是通过在环形谐振器1上的点B和D处提供接地电容器17和18可以控制在点B和D处提供最大电压的频率。在这种情形下，由于这些点提供了对应于基频f0的零电压，所以基本的工作过程没有改变。
即，通过将具有相同的合适电容值的接地电容器17和18连接至环形谐振器1上的B点和D点提供在二次谐波频率2f0处的最大电压，并使B点和D点处的输出相差为360°，即为同相关系，从而得到比经输出电容器13和15同相组合的第一个实施例强度更高的二次谐波频率信号。而且，基频谐振分量的抑制与第一实施例的相似。
如上所述，按照本发明，由于在振荡器输出端不必提供上变频器，而通过在耦合点A和与耦合点A相隔半个环形谐振器1周长的C点之间连接谐振电容16并将相同电容值的接地电容器连至环形谐振器1上对应于基频f0电压为零的B点和D点提供具有较大输出电平的二次谐波分量，所以提供的小型高频段振荡器电路结构简单，电流消耗小。
在本实施例中，输出电容器13和15用作同相复合装置。但是，其它的同相复合电路也可用于本实施例中。而且，通过环形振荡器1上C点的附加接地电容器，可以控制对应于基频f0的电压为零而对应于二次谐波频率的电压为最大值的B点和D点的位置。特别是，如果接地电容器的电容值等于从耦合点A看过去的振荡部分2的电容值，那么B点和D点就位于环形谐振器上A点和C点的中点。
(第六实施例)以下借助附图描述本发明第六实施例。
图7A为本发明第六实施例第一实例中振荡器的示意图。其基本结构与图6A所示的第五实施例的第一实例相同，它们的不同之处在于，可变电容器21用作将耦合点A和与耦合点A相隔半个环形谐振荡1周长的耦合点C耦合起来。
图7B为本发明第六实施例的第二实例中振荡器的示意图。其基本结构与图6B所示的第五实施例的第二实例相同，它们的不同之处在于，具有相同电压-电容特性的可变电容器22和23用作将耦合点A与地电位以及耦合点C与地电位耦合起来的接地电容器，以提供电压控制结构。
下面描述第六实施例的第一和第二实例中振荡器的工作过程。
如果可变电容非对称地与提供了对应于基频f0的电压为最大值的A点和C点连接(非平衡情形)，并且振荡频率随经控制输入端2a输入的频率控制电压而变化时，那么环形谐振器1上对应于基频的零电压的点随控制电压的变化而移动。相反，如果可变电容与提供了对应于基频f0的最大电压的A点和C点对称连接(平衡情形)，那么环形谐振器上对应于基频f0的零电压的点总是位于B点和D点，即它们不会随因控制电压变化引起振荡频率的变化而移动。其它的工作过程与第五实施例的相同。
如上所述，按照本实施例，即使通过在耦合点A和点C之间连接可变电容器21或者通过在耦合点A与地电位、C点与地电位之间连接具有相同电压一电容特性的可变电容器以及通过在B点与地电位、D点与地电位之间连接具有相同电容值的接地电容器，这里B点和D点处对应于基频f0的电压为零，也能提供具有与第一到第五实施例振荡器相同特性的小型高频段压控振荡器。
在本实施例中，输出电容器13和15用作同相复合装置。但是，其它的同相复合电路也可以用于本实施例中。而且通过C点上增加接地电容器可以控制对应于基频f0为零电压和对应于二次谐波频率的电压为最大值的B点和D点的位置。特别是，如果接地电容器的电容值等于从耦合点A看过去的振荡部分2的电容值，那么B点和D点就位于环形谐振器1上A点和C点的中点。
(第七实施例)以下借助附图描述本发明第七实施例。
图8为本发明第七实施例频率合成器的示意图。本实施例的频率合成器包括接收基频为f0的振荡输出并参照参考信号产生频率控制信号的相位同步电路12；产生基频为f0的振荡输出的振荡电路2；以及在耦合点A与振荡电路2耦合而在与耦合点A相隔距离小于其1/4个周长的B点输出作为谐振信号的二次谐波分量(2f0)的环形振荡器1。
以下描述第七实施例的频率合成器的工作过程。
首先，振荡电路在由环形谐振器1的电长度和振荡部分2的电路常数确定的频率处振荡。相位合成电路12接收来自振荡电路2的基频f0并参照来自参考信号发生器11的参考信号产生频率控制信号。环路滤波器电路10去除频率控制信号中的高频成分。振荡电路2按照频率控制信号振荡，因此与参考信号同相。振荡电路2经耦合电容3向环形谐振器1的耦合点A提供基频分量。环形谐振器1响应基频分量进行谐振，产生二次谐波频率分量(2f0)并在点B经输出电容器13由输出端输出。也就是说，环形谐振器1上的A点表现为对应于基频f0的最大电压，而B点表现为对应于基频f0的零电压而对应于二次谐波频率2f0的最大电压。因此从B点经输出电容器13得到了输出，从而可以得到抑制基频分量的二次谐波频率分量。换句话说，得到的是偶次谐波分量而抑制的是基频分量和奇次谐波分量。如上所述，在频率合成器中，在低频段处产生同步的频率信号，另一方面，从输出端得到的是较高频段的输出同步频率信号，从而可以实现低功率消耗的高频段频率合成器。
如上所述，按照本实施例，由于通过由振荡器输出的基频分量形成相位合成电路并从如图8所示的环形谐振器侧获得二次谐波分量不需要使用上变频器，所以可以提供电路规模和功率消耗小的超高频段频率合成器。
在本实施例中，包含振荡电路2、谐振器1和从B点获取二次谐波频率分量的输出端的振荡器与第一实施例的相同。但是，第二到第六实施例的振荡器可以用作频率合成器也可代替图1所示的振荡器。
(第八实施例)以下借助附图描述本发明的第八实施例。
图9是本发明第八实施例振荡器的示意图。
在图9中，其基本结构与第一实施例的相同，它们的不同之处在于，输出端26和27代替了输出端7。输出端26和27经输出电容24和25与环形谐振器1上的E点和F点耦合。E点和F点到耦合点A的长度相同并且相互之间在基频f0处隔开电长度90°。
下面将描述第八实施例振荡器的工作过程。
首先，振荡电路以由环形谐振器1的电长度和振荡电路2的电路常数确定的频率f0振荡。图10为表示第八实施例输出电平随从耦合点A算起的电长度变化的曲线图。在图10中，环形谐振器1上某一点的输出电平随从耦合点A算起的电长度的变化而变化。其中有一点的基频输出电平接近零电压。但是，离开这一点的其它任何点都提供一定输出电平的基频谐波分量。在这种情形中，E点和F点离开耦合点A的距离相同，从而可以在输出端26和27得到相同电平的输出。而且，由于E点和F点在振荡频率(基频)f0处的相位差为90°，所以E点和F点输出的是相位差为90°的基频分量，即它们作用如同隔离端口，因此互不影响。
如图9中的本实施例所述，通过从环形谐振器1上离开耦合点A的距离相同而在振荡频率处的电长度又为90°的E点F点得到振荡器输出，能够提供电路结构简单的具有某种分布功能的超高频段振荡器。
(第九实施例)以下借助附图描述本发明第九实施例。
图11A和11B分别为本发明第九实施例的第一和第二实例中振荡器的示意图。在图11A中，第九实施例的第一实例与第八实施例的不同之处在于，在两点之间，即在耦合点A和与耦合点A相距半个环形谐振器1周长的C点之间进一步提供谐振电容器28。在图11B中，第九实施例的第二实例与第八个实施例的不同之处在于，向耦合点A和与耦合点A相距半个环形谐振器1周长的C点提供终端开路传输线29。
以下描述第九实施例振荡器的工作过程。
基本工作过程与第八实施例的相同。其差别在于，通过在第九实施例第一实例中提供谐振电容器28和在第九实施例第二实例中提供终端开路传输线29可以缩短环形谐振器1的周长。
如上所述，按照本实施例，通过连接如图11A和11B所示的谐振电容28或终端开路传输线29可以缩小环形谐振器1的尺寸，从而实现电路结构简单并具有分布功能的超小型高频振荡器。
而且，在图11B中，两条终端开路传输线29与以下两点连接，即与耦合点A和与耦合点A相隔半个环形谐振器周长的C点连接。但是，终端开路传输线也可以只与其中一点连接。
(第十实施例)以下将借助附图描述本发明第十实施例。
图12为本发明第十实施例振荡器的示意图。在图12中，第十实施例与第八实施例的不同之处在于，具有相同电容值的接地电容器30和31与耦合点A以及与耦合点A相距半个环形谐振器1周长的C点连接。
以下描述本实施例振荡器的工作过程。
基本工作过程与第八实施例是一样的。不同之处在于，通过提供接地电容器30和31可以缩短环形谐振器1的周长。
如上所述，按照本实施例，通过如图12所示的连接接地电容30和31可以缩小环形谐振器的尺寸，从而能够实现结构简单并具有分布功能的超小型高频振荡器。
而且，本说明书中的实施例用环形谐振器1作谐振器。但是谐振器的形状并不局限于环形，在本说明书中可以采用其它任意形状的谐振器。
如上所述，按照本发明提供的振荡器包含振荡部分，该部分带有环形谐振器和经耦合电容与环形振荡器耦合的负阻有源电路，耦合电容端获得输出来自环形谐振器上对应于振荡频率的电压为零的点。因此，可以在抑制基频分量的情况下得到二次谐波分量，从而实现了结构简单、功率消耗小的超高频段振荡器。
(第十一实施例)以下将借助附图描述本发明第十一实施例。
图13为本发明第十一实施例振荡器示意图。
在图13中，第十一实施例的振荡器包含带有从A点到D点等间隔平分的环形谐振器1和与A点耦合的第一振荡电路2A的第一振荡部分16；带有环形谐振器1和与B点耦合的第二振荡电路2B的第二振荡部分17；根据开关控制信号向第一或第二振荡电路2A、2B其中之一输送电力的开关18；和对来自分别与环形谐振器1上A点和B点相对的C点和D点的振荡输出进行放大的缓冲放大器6C和6D。
开关18根据开关控制信号向第一或第二振荡部分2A、2B其中之一输送电力。第一振荡电路2A经电容器3A与环形谐振器1上的A点耦合。第二振荡电路2B经电容器3B与环形谐振器1上的B点耦合。电容值与从点A看过去的振荡电路2A的电容值相同的接地电容器12将与A点相隔半个环形振荡器1周长的C点接地，电容值与从B点看过去的振荡电路2B的电容值相同的接地电容器13将与B点相隔半个环形振荡器1周长的D点接地。谐振电容器14连于A点和C点之间，而谐振电容器15连于B点和D点之间。缓冲放大器6C经电容器5C与C点耦合，缓冲放大器6D经电容器5D与D点耦合。复合电路31将缓冲放大器6C和6D的输出复合在一起。
以下将描述第十一实施例振荡器的工作过程。
首先，当用开关18向振荡电路16供电时，振荡电路16以由环形谐振器1的电长度、振荡电路2A的电路常数、接地电容器12的电容值以及谐振电容器14的电容值确定的频率振荡，其中点A表示相对于基频f1和沿环形谐振器1线上对应于基频f1的正弦电压分布的最大电压。与A点相隔四分之一个环形谐振器1周长的B点和D点表示对应于振荡频率的基频分量的最小电压，即它们的作用如同隔离端口，而与A点相隔半个环形谐振器周长的C点表示对应于振荡频率的基频分量的最大电压。同样，振荡器17以由环形谐振器1的电长度、振荡部分2B的电路常数、接地电容器13的电容值和谐振电容器15的电容值确定的频率振荡，其中B点表示对应于基频f1和沿环形谐振器1线上对应于基频f1的正弦电压分布的最大电压，与B点相隔四分之一个环形谐振器1周长的A点和C点表示相对于振荡频率的基频分量的最小电压，即它们的作用如同隔离端口，而与B点相隔半个环形谐振器周长的D点表示对应于振荡频率的基频分量的最大电压。这种结构提供了两个采用一个环形谐振器而又互不影响的独立振荡部分16和17，并经过电容器5C和5D、缓冲放大器6C和6D及复合电路31在输出端7提供起源于C点和D点的稳态振荡输出。
众所周知，在压控振荡器中，如果频率对控制电压的灵敏度定得太高，噪声特性就会变坏。相反，将所需的振荡频段划分为高、低频段并将这些频段分配给振荡部分16和17，即高、低频段的分配，可以使各振荡器的频率灵敏度降低，从而改善振荡器的噪声特性。
而且，在一般用于数字移动通信系统的时分双工通信系统中，由于天线端使用的无线电频率相同，发射和接收互相影响。因此，本地振荡器的波段应比无线电波段更宽。在这种情况下，由于上述效应，即将振荡部分16和17分配给发射频率波段和接收频率波段，可以降低振荡器噪声。
而且，任一振荡部分都通过开关电路18在振荡部分16和17之间瞬间切换电力供应，所以不会增加消耗的电流。
如上所述，按照本实施例，振荡电路2A经耦合电容器3A与A点相连，振荡电路2B经耦合电容器3B与B点相连，电容值与从A点看过去的振荡电路2A的电容值相等的接地电容器12与C点相连，而电容值与从点B看过去的振荡电路2B的电容值相等的接地电容13器与D点相连，这里上述各点将环形谐振器的周长均匀地一分为四。因此可以提供只带一个谐振器1的两个互不影响的独立的高频段振荡部分16和17，并通过在点A和C及B和D之间增加谐振电容器14和15使谐振器1的尺寸减小。
而且，通过降低振荡器所需的频率灵敏度，可以改善噪声特性，从而可以得到小型的低噪声高频段振荡器。
而且，在图13所示结构中，点A和C及B和D之间都增加了谐振电容器14和15。但是，也可以只增加其中一个谐振电容器。
(第十二实施例)以下将借助附图描述第十二实施例。
图14为表示第十二实施例振荡器主体部分的示意图。在图14中，第十二实施例与第十一实施例的不同之处在于，电容值相同的接地电容器19A和19C将A点和C点接地，而电容值相同的接地电容器20B和20D将B点和D点接地。其它的结构与第十一实施例相同。即，在附图中只是为了避免把图搞得很复杂才省略了实际上都提供的输出电容器5C和5D、缓冲放大器6C和6D、复合电路31、输出端7和开关电路18。
以下描述第十二实施例振荡器的工作过程。
其基本工作过程与第十一实施例的相同，而不同之处在于，振荡部分16以由环形谐振器1的电长度、振荡电路2A的电路常数和接地电容器12、19A以及19C确定的频率振荡，而振荡部分17以由环形谐振器1的电长度、振荡电路2B的电路常数和接地电容器13、20B和20D确定的频率振荡。
图15表示第十一实施例隔离端口之间和隔离端口与地之间随谐振器长度缩短程度而变化的隔离特性。在第十一实施例中，如果谐振器的长度缩至原来的三分之二，隔离程度几乎不下降。但是如果谐振器的长度进一步缩短，则隔离度开始下降。相反，第十二实施例振荡器不管谐振器长度如何缩短其隔离端口之间的隔离度总保持良好的特性。
如上所述，按照本发明，如图14所示，振荡电路2A经耦合电容器3A与A点相连，振荡电路2B经耦合电容器3B与B点相连，电容值与从点A看过去的振荡部分2A的电容值相等的接地电容器12与C点相连，而电容值与从B看过去的振荡部分2B的电容值相等的接地电容器13与D点相连，这里上述各点将环形谐振器的周长均匀地一分为四。因此，可以提供只带一个公用谐振器1的两个互不影响的独立的高频段振荡器，并通过增加接地电容器19A、19C、20B和20D可以更大程度地缩小谐振器尺寸。
在图14所示结构中，点A至D都与接地电容器相连。但是也可以向点A和C或点B和D其中一对提供接地电容器。而且，该结构具有与点C或D并联的接地电容器。但是，这些电容器也可以分别复合为单个电容器。
(第十三实施例)以下将借助附图描述第十三实施例。
图16为第十三实施例振荡器主体部分的示意图。在图16中，第十三实施例与第十二实施例的不同之处在于，用终端开路传输线21-24代替接地电容器19A、19C、20B和20D，其它结构与第十一实施例相同。即，在图16中省略了输出电容器5C和5D、缓冲放大器6C和6D、复合电路31、输出端7、接地电容器12和13以及开关电路18。
以下描述具有上述结构振荡器的工作过程。
基本工作过程与第十二实施例的相同，差别在于，振荡部分16以由环形谐振器1的电长度、振荡电路2A的电路常数、终端开路传输线23，24的电长度及接地电容器12确定的频率振荡，而振荡部分17以由环形谐振器1的电长度、振荡电路2B的电路常数、终端开路传输线21、22的电长度及接地电容器13确定的频率振荡。与第十二实施例一样，可以缩短环形谐振器1的电长度。而且，由于分布的恒定电容，所以可以将谐振器做成扁平状。
如上所述，按照本实施例，如图16所示，振荡电路2A经耦合电容器3A与A点连接，振荡电路2B经耦合电容器3B与B点连接，而终端开路传输线加至点A至D，这里上述各点将环形谐振器均匀地一分为四。因此，可以提供小型谐振器。而且，通过降低振荡器所需频率灵敏度可以改善噪声特性。因此，可以实现小型化低噪声高频段振荡器。
而且，在图16所示结构中，所有的集总恒定电容都由终端开路传输线代替。但是也可以只替换其中一部分。
(第十四实施例)以下将借助附图描述第十四实施例。
图17为表示第十四实施例振荡器主体部分的示意图。在图17中，第十四实施例与第十二实施例的不同之处在于，特性相同的可变接地电容器25A和25C加至环形谐振器1上的A点和C点而特性相同的可变接地电容器26B和26D加至B点和D点进行电压控制。其它的结构与第十一实施例的相同。也就是说，省略了输出电容器5C和5D、缓冲放大器6C和6D、复合电路31、输出端7和开关电路18。
以下描述第十四实施例振荡器工作过程。
在振荡部分16中，如果加到对应于振荡频率的电压为最大的A点和C点上的可变电容器的电容值互不相同，在经过控制输入端2a的控制电压下的振荡频率又有所变化，那么环形谐振器1上表示对应于振荡频率的最小电压的点将沿谐振器1移动。相反，当电容值相等的可变电容器加到A点和C点上时，振荡频率的变化不会使环形谐振器1上表示对应于振荡频率的最小电压的点移动。
同样，在振荡部分17中，如图17所示，当电容量相同的可变电容器26B和26D加到表示对应于振荡频率的最大电压的B点和D点上时，在经过控制输入端2a的控制电压下的振荡频率变化不会使环形谐振器1上表示对应于振荡频率的最小电压的点移动。其它的工作过程与第十二实施例的相同。
如上所述，按照本实施例，如图17所示，振荡电路2A经耦合电容器3A与A点连接，振荡电路2B经耦合电容器3B与B点连接，电容值与从A点看过去的振荡电路2A的电容值相同的接地电容器12与C点相连，而电容值与从B点看过去的振荡电路2B的电容值相同的接地电容器13与D点相连，这里上述各点将环形谐振器1的周长均匀地一分为四，电压—电容特性相同的可变电容器25A和25C连在A点与地以及C点与地之间，而电压—电容特性相同的可变电容器26B和26D连在B点与地以及D点与地之间。因此，如果振荡频率由频率控制信号的电压控制，就可以提供小型化的噪声特性良好而又与第十一到第十三实施例中描述的振荡器特性相同的超高频压控振荡器。
(第十五实施例)以下将借助附图描述第十五实施例。
图18为第十五实施例振荡器的示意图。在图18中，第十五实施例与第十一实施例的不同之处在于，振荡部分16和17同时振荡，并经过输出电容器5C和5D以及缓冲放大器6C和6D在分开的的输出端27和28获得输出。
以下描述第十五实施例振荡器的工作过程。
基本工作过程与第十一实施例的相同。以频率f1振荡的振荡部分16表示在A点的最大电压并表示沿环形谐振器1的线上的正弦电压分布，这里与点A相距四分之一个环形谐振器1周长的B点和D点表示最小电压，而与A点相距环形谐振器1半个周长的C点表示对应于频率f1的最大电压。另一方面，以频率f2振荡的振荡部分17表示在B点的最大电压并表示沿环形谐振器1的线上的正弦电压分布，这里与B点相距四分之一个环形谐振器1周长的A点和C点表示最小电压，而与B点相距半个环形谐振器1周长的D点表示相对于频率f2的最大电压。
在两个振荡部分的振荡频率之间，如果A点和B点之间的隔离度大于注入锁定增益的关系成立，那么虽然振荡部分16和17同时振荡，但是它们也是如同互不影响的独立振荡器。因此，虽然两个振荡器同时工作，但是振荡部分16在输出端27提供振荡输出而振荡部分17的振荡输出根据B点和C点之间隔离情况而衰减。同样，振荡部分17在输出端28提供振荡输出而振荡部分16的振荡输出根据A点和D点之间隔离情况而衰减。
通常在移动通信中，经常采用的是经过二次变频的接收和译码方法。因此，由于需要二个本地振荡器，所以如果采用这种电路结构，可以简化本地振荡器的总体结构。图22为采用第十五实施例振荡器的实例电路的框图。在图22中，接收电路101接收无线电信号。采用振荡频率为f1振荡信号的第一变频器102对接收到的无线电信号进行变频。采用振荡频率为f2的振荡信号的第二变频器103对变频器102的输出再次进行变频。随后，由检波器104对第二变频器103的输出检波。
如上所述，按照本实施例，如图18所示，振荡电路2A经耦合电容器3A与A点连接，振荡电路2B经耦合电容器3B与B点连接，电容值与从点A看过去的振荡电路2A的电容值相同的接地电容器12C与C点相连，而电容值与从点B看过去的振荡电路2B的电容值相同的接地电容器13与D点相连，这里上述各点将环形谐振器的周长均匀地一分为四并对两个振荡器设置合适的振荡频率，从而即使在两个振荡器同时振荡的情况下，也能提供共用一个环形谐振器1的互不影响的两个独立的高频段振荡器。因此，可以简化整个本地振荡器的电路结构。
图18表示按照第十一实施例结构的振荡电路2A和2B。但是，在本实施例中也可以采用第十二实施例到第十四实施例的振荡电路2A和2B。
(第十六实施例)以下将借助附图描述本发明第十六实施例。
图19为第十六实施例的频率合成器的示意图。第十六实施例频率合成器105包括产生第一振荡频率信号并使环形谐振器1(未在图19中画出)谐振的第一振荡部分16；产生第二振荡频率信号并使环形谐振器1谐振的第二振荡部分17；向第一或第二振荡部分16、17其中之一进行供电切换的开关18；产生参考信号的参考信号发生器11；用于通过将第一或第二振荡频率信号与参考信号比较来产生频率控制信号并通过环路滤波器10向振荡部分16和17提供频率控制信号的相位同步电路9；经过耦合电容器5C从振荡部分16接收振荡频率信号的缓冲放大器6C；经过耦合电容器5D从振荡部分17接收振荡频率信号的缓冲放大器6D；以及将缓冲放大器6C和6D的输出合成的复合电路31，这里第一和第二振荡部分16和17的频率灵敏度相同。
以下描述第十六实施例频率合成器105工作过程。
如在第十一实施例中所述，在用于数字移动通信系统的时分双工通信系统中，频率合成器105的输出频率在每个发射和接收时隙切换于发射频率和接收频率之间。然后，如果振荡部分16和17分别覆盖了发射和接收波段并且对控制信号的频率灵敏度相同，那么在发射和接收工作期间的控制电压相同。
因此，可以减少相位同步电路因为在发射和接收工作过程之间切换频率而改变控制电压所需的过渡响应时间并实现快速频率锁定。
而且，外部输出从环形谐振器一侧获得而送往相位同步电路9的输入信号从振荡器一侧获得，从而可以省去通常与振荡器输出相连的分配器。
如上所述，按照本实施例，如图19所示，振荡部分16和17有着相同的对控制电压的频率灵敏度，因而可以减少切换频率的过渡响应时间。因此，实现了结构简单、频率锁定时间短的超高频段频率合成器105。
图23为采用第十六实施例频率合成器105的电路实例框图。振荡信号频率为f1的接收机106从频率合成器105接收无线电信号并输出接收到的无线电信号。在这种情况下，表示电源向振荡部分16供电的开关控制信号提供给频率合成器。因此，在这种情况下只有振荡部分16振荡并向接收机106提供振荡信号。在发射状态下，表示电源向振荡部分17供电的开关控制信号提供给频率合成器。因此，只有振荡部分17振荡并向发射无线电信号的发射机107提供振荡信号。
如上所述，按照本发明，带有负阻有源电路的第一振荡电路经第一耦合电容器与环形谐振器上的第一点相连，这里的各点将环形谐振器的周长均匀地一分为四，带有负阻有源电路的第二振荡电路经第二耦合电容器与环形谐振上距离第一点四分之一个周长的第二点相连，电容值与从第一点看过去的第一振荡电路的电容值相同的接地电容器连接到与第一点相隔半个环形谐振器周长的第三点，以及电容值与从第二点看过去的第二振荡电路的电容值相同的接地电容器连接到与第二点相隔半个环形谐振器周长的第四点。因此，可以实现两个互不影响的独立的高频段振荡器。而且，至少在第一和第三点或第二和第四点之间增加一个谐振电容，或者至少在第一和第三点或第二和第四点之间增加一个接地电容器，从而可以缩小谐振器尺寸并实现共用一个谐振器的两个互不影响的小型独立高频段振荡器，以及实现采用振荡器的快速锁定、结构简单的频率合成器。
权利要求
1.一振荡器，其特征在于包括一环形谐振器；一用以在振荡频率振荡并使所述谐振器谐振的振荡电路，该振荡电路具有耦合至所述环形谐振器上第一点的一负阻有源电路；以及第一和第二输出端，它们分别耦合至第二和第三点，这两个点与所述第一点相隔所述环形谐振器相同的长度，而这两点相互之间沿所述环形谐振器相隔对于所述振荡频率的90°电长度。
2.如权利要求1所述的一振荡器，其特征在于进一步包括一跨接于所述第一点和第四点之间的一谐振电容器，该第四点与所述第一点相隔所述环形谐振器周长的二分之一。
3.如权利要求1所述的一振荡器，其特征在于进一步包括至少一段终端开路传输线，它连至所述第一点和第四点中至少一点，第四点与所述第一点相隔所述环形谐振器周长的二分之一。
4.如权利要求1所述的一振荡器，其特征在于进一步包括一第一接地电容器，它跨接于所述第一点与地之间；以及一第二接地电容器，它跨接于第四点与地之间，所述第四点与所述第一点相隔所述环形谐振器周长的二分之一，所述第一和第二接地电容器具有大体上相等的电容量。
5.如权利要求1所述的一振荡器，其特征在于所述振荡电路有一用于接收控制信号的控制输入端，该振荡电路在所述振荡频率下振荡，该振荡频率受所述控制信号控制。
全文摘要
第一振荡器包括一环形谐振器；一具有一负阻有源电路的振荡电路，用该振荡电路在振荡频率振荡并使谐振器谐振；一输出端，该输出端用于输出一谐振频率信号，其中，偶次谐波分量被输出而基波分量被抑制。第二振荡器包括一环形谐振器；第一和第二振荡电路；第一和第二接地电容器。这样，用单个谐振器可以提供二独立的互不影响的振荡器。本发明提供体积小、功耗低、噪声小的超高频振荡器，适用于移动通信设备中。
文档编号H03B5/18GK1396777SQ02106608
公开日2003年2月12日 申请日期2002年3月1日 优先权日1994年8月11日
发明者矢吹博幸, 佐川守一, 牧本三夫 申请人:松下电器产业株式会社