专利名称：用于吉伯(Gilbert)型混合器的偶次非线性校正反馈的制作方法
背景技术：
方法
技术领域：
本发明一般涉及射频(RF)混合器，特别涉及双平衡混合器。
2、相关技术模拟电路中的偶次非线性导致不希望的偶次失真，这将导致信号相关的直流(DC)偏移。由于以晶体管为特征的双平衡混合器(如吉伯单元混合器)是差动的，作为电路失配的不希望的结果，出现偶次谐波。电路失配是在芯晶体管的导通和截止的转变期间读到的，产生偶次失真和明显的信号相关DC偏置，这可能掩蔽了所希望的DC信号。晶体管的某种失配如面积失配将引起信号相关DC偏置。进行从RF信号到基带信号的直接转换的双平衡混合器易受由偶次失真产生的DC偏置的影响，而偶次失真使所希望的输出信号变坏。此外，DC偏置与频率无关并在移动电话应用如GSM移动电话应用中产生附加问题，其中存在阻挡信号并且可能有效地掩蔽希望的信号。
当采用RF信号向基带信号转换的中间阶段(通常由于级间的信号AC耦合)时，在向DC信号转换期间DC信息的退化或损失不是问题。然而，在RF信号向基带信号的一级转换中，由偶次失真产生的DC偏置成为不容易解决的问题。当尝试着避免不良地影响信号的DC偏置问题时，一般有两个方案用于减小由作为面积失配的结果造成的偶次失真产生的DC偏置的幅度。抑制信号相关DC偏置的第一种方案增加了芯晶体管的尺寸以便减少面积失配。第二中方案利用了局部振荡器(LO)驱动器中的大电流量以提高晶体管的切换速度。通过提高切换速度，晶体管在敏感区(一对晶体管都导通)花费少量时间，在该敏感区中晶体管的面积失配对输出信号产生不良地影响。
在对切换速度没有任何正面效果的情况下，晶体管尺寸的增加需要增加驱动电流。随着驱动电流的增加，造成不希望的电池时间的减少。电池时间或寿命的减少对便携式/移动通信产品来说是不希望的。提高切换速度的第二种方案提高了LO驱动器中的电流，这必须控制混合器芯晶体管并产生低驱动阻抗。较高的偏置电流也有害地影响便携式/移动通信产品的电池寿命。这样，抑制偶次失真的任何方案都需要大量电流，这将冲击电池时间。因此，在本领域中需要一种差分型混合器，它能将RF信号直接转换成基带信号，同时通过减少偶次失真避免DC信号的损失或退化，而不必增加晶体管面积或偏置电流。
发明概述广义地讲，本发明是对双平衡混合器，如吉伯(Gilbert)单元混合器的晶体管对中的芯晶体管之一的偏置电压调节以补偿该混合器芯晶体管之间的面积失配。任何双极结型晶体管(BJT)之间的面积失配比都直接涉及该混合器芯晶体管的基极-发射极电压。这样，通过调整混合器芯中的晶体管之一的晶体管偏置电压补偿了面积失配。可以表示通常不需要双平衡混合器芯中的所有四个晶体管之间的匹配，但是在某些情况下需要构成混合器芯的两对晶体管之间的匹配。
通过下面的附图和详细说明使本发明的其它系统、方法、特征和优点更好地被本领域技术人员所理解。并且包含在本说明书中的所有这种附加系统、方法、特征和优点都落入本发明的范围内，并由所附权利要求书所保护。
附图简述附图中的部件不是按比例画出的，主要目的是为了表示本发明的原理。在附图中，相同的参考标记表示相应的部件。
图1是吉伯单元混合器中的偶次非线性校正电压反馈回路的示意图。
图2是图1的吉伯单元混合器中的偶次非线性校正电流反馈回路的示意图。
图3是表示吉伯单元混合器中的偶次非线性校正反馈回路的示意程序的流程图。
优选实施例的详细说明图1中，示出了吉伯单元混合器100的偶次非线性校正电压反馈回路的示意图。吉伯单元混合器100具有RF输入102，它具有正RF输入端104和负RF输入端106。正RF输入端104连接到BJT108的基极。BJT108的发射极连接到电阻器110，BJT108的集电极连接到BJT112和BJT114的集电极。电阻器110连接到电流源116和另一电阻器118。另一电阻器118连接到BJT120的发射极。BJT120的基极连接到负RF输入端106，BJT120的集电极连接到BJT122和BJT124的发射极。
第二信号由局部振荡器(LO)125提供并连接到LO正端接点126和LO负端接点128。LO正端接点126连接到一个电容器130和另一电容器132。电容器130连接到电阻器134、电流源136和BJT112的基极。另一电容器132连接到另一电阻器138、另一电流源140和BJT124的基极。LO负端接点128连接到两个电容器142和144。电容器142连接到一个电阻器146、场效应晶体管(FET)148的漏极和BJT114的基极。电容器144连接到另一电阻器150、电流源152和BJT122的基极。
输出153是在正输出端154和负输出端156上。示出的输出153连接到负载157。正输出端154连接到一个负载电阻器158。正输出端154连接到工作放大器162的负端、BJT114的集电极和BJT124的集电极。负输出端156连接到另一负载电阻器160。负输出端156连接到工作放大器162的正端、BJT122的集电极和BJT112的集电极。工作放大器162的输出端连接到FET148的栅极，FET148的源极连接到电流源152的电压输入端。
吉伯单元混合器100具有理想上是相同的四个芯晶体管112、114、122和124。但是，每个晶体管之间的差异是不可避免的。RF输入102在晶体管108和120处接收，而另外四个晶体管112、114、122和124(芯晶体管)接收在LO正端接点126和LO负端接点128的来自LO125的输入。如果RF输入102是零振幅，则电流源116的一半电流将流进BJT108的发射极，另一半流进BJT120的发射极。这样，RF输入102(正RF端104和负RF端106)的输入电压使电流不平衡，因此它在BJT108和120之间来回翻转。此外，BJT108和120的集电极电流具有相等的振幅，但是相位相反。
在RF输入102接收的RF信号和来自LO125的信号的混合发生在芯晶体管112、114、122和124中。来自LO125正LO端接点126的信号驱动BJT112和124的基极，而负LO端接点128驱动BJT114和122的基极。考虑到在切换技术中的BJT112、114、122和124，当BJT114和122打开时BJT112和124关断。当BJT112和124打开时，BJT114和122关断。切换以由从LO125接收的信号确定的速率来回翻转。
BJT112、114、122和124不是理想的，并且在它们之间存在面积失配，并且BJT112、114、122和124的定时偏移。但是，如果BJT112和114的面积比例等于BJT122和124之间的面积比例，则该时序就得以校正，并且偶次失真得以抑制。BJT108和120之间的面积失配在直接转换的实施例中不是问题。不必通过单独调整各对晶体管BJT112、114和122、124之间的面积失配，而是通过对所说晶体管之一的偏置电压的变化来补偿BJT对之间的面积失配比。
BJT的集电极电流近似地由下列等式表示Ic＝AJeVbe/Vt其中Ic＝集电极电流A＝晶体管面积J＝电流密度(安培/面积)Vbc＝基极和发射极之间的电压Vt＝阈值电压可以看出如果两个不等的BJT的集电极电流相等了，则面积失配对应偏置电压的等效失配ΔVbe＝Vtln[Δ(A)]其中Vbc＝集电极电流A＝晶体管面积Vbe＝基极和发射极之间的电压Vt＝阈值电压这样，(芯BJT晶体管112、114、122和124的)BJT面积失配可以模拟为在BJT112、114、122和124之一的输入端的附加电压源。
面积和偏置电压失配之间的等效性可参见图1，其作为通过工作放大器162产生的校正或反馈回路。与连续时间反馈回路相反，反馈或校正回路是跟踪和保持回路。反馈或校正回路首先“跟踪”或校正出错误，然后将数据作为数字值或作为模拟数据存储起来，如图1所示。工作放大器读出吉伯单元混合器100的输出电压的差值并通过相应的初始化调整BJT114的偏置电压。工作放大器162的输出激励FET148和调整在BJT114的基极接收的电压，由此调整芯BJT晶体管之一的偏置电压，以补偿面积失配和基本上减少DC偏置。这一校正回路能使芯晶体管的尺寸减小，同时需要较小的驱动电流。这样，实现了减小偏置电流的希望效果，同时保持或增加了混合器性能。驱动电流的减小还有助于延长一移动装置的电池寿命。
进行了与DC偏置无关的几个信号模拟。在混合器芯中的晶体管之一的输入端在0秒引入瞬态DC偏置，并在500纳秒激励校正回路。模拟结果示于表1中。
表1
如表1所示，面积失配或输入DC偏置增加了混合器中的反馈回路的优点。
还对具有反馈回路的混合器电路利用信号相关DC偏置进行模拟，结果示于表2中。来自三个电路的模拟的第一个结果是第一个没有反馈回路和没有晶体管失配；第二个没有回路和有晶体管失配；以及第三个具有晶体管失配和具有校正回路。在混合器芯中的一个晶体管的输入端引入0.66mV DC偏置。瞬态模拟进行1微妙，高精度设置，并采用4096样品分离傅立叶变换。第二个结果来自同样的三个电路，但是在混合器芯中的一个晶体管的输入端引入了1.33mV偏置。
表2
如表2所示，面积失配利用具有相关DC偏置的信号校正了面积失配。注意到，对于相关DC偏置的校正并不象对于独立偏置的校正那么大，但是具有反馈回路的优点可从表1和表2中表示出来。
在图2中，示出了在吉伯单元混合器100中的偶次非线性校正电流反馈回路。吉伯单元混合器100具有RF输入102，它具有正RF输入端104和负RF输入端106。正RF输入端104连接到BJT108的基极。BJT108的发射极连接到一个电阻器110，并且BJT108的集电极连接到BJT112和BJT114的集电极。电阻器110连接到电流源116和另一电阻器118。另一电阻器118连接到BJT120的发射极。BJT120的基极连接到负RF输入端106，BJT120的集电极连接到BJT122和BJT124的发射极。
由LO125提供的第二信号连接到LO正端接点126和LO负端接点128。LO正端接点126连接到一个电容器130和另一电容器132。电容器130连接到电阻器134、电流源136和BJT112的基极。另一电容器132连接到另一电阻器138、另一电流源140和BJT124的基极。LO负端接点128连接到两个电容器142和144。电容器142连接到电阻器146、FET148的漏极和BJT114的基极。电容器144连接到另一电阻器150、电流源152和BJT122的基极。
输出202是在正输出端204和负输出端206上。正输出端204连接到BJT208的集电极、FET210的漏极和工作放大器162的正输入端。负输出端206连接到BJT212的集电极、工作放大器162的负输入端和FET214的源极。BJT208的发射极连接到一个电阻器216。电阻器216还连接到地。BJT208的基极连接到BJT212的基极和电压源218。BJT212的发射极连接到电阻器220，电阻器220还连接到地。FET210和214的栅极连接到另一电压源222。电流源224的输出连接到FET214的源极、BJT122的集电极和BJT112的集电极。此外，电流源226连接到FET210的源极、BJT114的集电极和BJT124的集电极。工作放大器162的输出端连接到FET148的栅极。精确的电阻值和电压源值将随着执行性能和希望的混合器特性而改变，但是熟悉这种混合器的人员能合适地选择电阻器和电压源值。
RF输入102与另一输入(来自LO125)混合。芯晶体管对112和114以及122和124混合了这两个输入并在输出端202得到结果。面积和偏置电压失配之间的等效性可视为由工作放大器162组成的校正或反馈回路示于图2中。与连续时间反馈回路相反，反馈或校正回路是跟踪和保持回路。用于混合器芯晶体管之间的面积失配的补偿与图1相同，但是部分放大和/或过滤发生在调整之前。这证实了用于调整混合器芯晶体管之间的面积失配的delta电压或电流值的确定可能发生在电路内的不同位置。两个电压由工作放大器162和表示芯晶体管对112和114以及122和124之间的面积失配的比例的delta电压值进行比较。然后在FET 148的栅极上使用delta电压值，以补偿面积失配。因为芯晶体管之间的晶体管面积比例之间的关系，采用电压补偿面积失配的比例是成功的，如前面所述的公式。
如图示，电流源224和226是置于吉伯单元混合器100内的，但是在另一实施例中，电流源224和226可置于吉伯单元混合器的外部。此外，在另一实施例中FET晶体管210和214也可以置于吉伯单元混合器的外部。吉伯单元混合器100虽作为单一器件表示出来，但是它可以实施为单一半导体芯片、采用倒装技术连接的多芯片、作为分立部件、或者上述制造方案的任何组合。
在图3中，示出了吉伯单元混合器100中的偶次非线性校正反馈的示意程序流程图。当功率或电压施加于吉伯单元混合器100时开始执行该程序(300)。通过将功率或电压施加于吉伯单元混合器100上，确定初始化电流偏置以补偿芯晶体管(302)的面积失配的比例。在功率或电压施加于吉伯单元混合器100时发生该初始化。在另一实施例中，初始化可以以预定间隔发生或者通过预定事件发生，比如定时器或输出信号中的DC信息的损失。如果由于电路已经予与供电而需要初始化(302)，则电压会出现在正输出端154和负输出端156处。处于正输出端的电压(第一偏置电压)被读出(304)或测量出来。处于负输出端的电压(第二偏置电压)被读出(306)或测量出来。随着以预定次序发生在图3中示出的读出操作(304、306)，但是实际上优选读出操作同时发生。读出操作是通过利用工作放大器162实现的，并且导致一个delta偏置电压(308)。由于需要测量和比较两个电压的附加电路，因此测量是不希望的方案。
通过以delta偏置电压调整第一对晶体管中的晶体管BJT114上的偏置电压，来校正(310)输出信号的DC偏置。delta偏置电压可以以模拟或数字形式存储起来作为电容器两端的电压。然后该电路采用delta偏置电压(312)进行工作以补偿吉伯单元混合器100的芯晶体管的面积失配的比例。一旦从吉伯单元混合器100上除去电源，处理便停止了(314)。在另一实施例中，监视输出电流，而不是输出电压，来实现调整DC偏置的过程。前面已经介绍了本发明的各种实施例，显然本领域普通技术人员都能理解很多实施例和实施方式都可以落入本发明的范围内。
权利要求
1.一种用于信号混合的装置，包括第一组晶体管，其具有第一对晶体管面积比和电连接到第一输出分路的第一偏置电压；第二组晶体管，其具有第二对晶体管面积比和电连接到第二输出分路的第二偏置电压；以及一个校正回路，可操作地连接到所述第一组晶体管，其中所述校正回路从第一输出分路中的电流和第二输出分路中的另一电流确定一个delta偏置电压，并且调整第一对晶体管中的一个晶体管上的第一偏置电压，以便使第一输出分路中的电流等于第二输出分路中的另一电流。
2.权利要求1的装置，其中第一组晶体管具有相关的第一面积失配，和第二组晶体管具有相关的第二面积比失配，并且第一偏置电压与delta偏置电压组合，以便在伴随着第一组晶体管的第一面积失配的电流上的效果等于来自第二组晶体管的第二面积失配的另一电流上的效果。
3.权利要求1的装置，其中第一组晶体管具有相关的第一面积失配和第二组晶体管具有相关的第二面积失配，并且第二偏置电压与delta偏置电压组合，以便在伴随着第二组晶体管的第二面积失配的另一电流上的效果等于来自第一组晶体管的第一面积失配的电流上的效果。
4.权利要求1的装置，其中所述校正回路是一个工作放大器。
5.权利要求4的装置，还包括一个以delta偏置电压调整第一偏置电压的晶体管。
6.权利要求5的装置，其中所述晶体管是FET。
7.权利要求1的装置，还包括一个接收RF输入的正RF输入端和负RF输入端、以及一个接收另一信号输入的正输入端和负输入端。
8.权利要求7的装置，其中所述另一正输入端和另一负输入端接收局部振荡信号。
9.一种用于混合信号的方法，包括读出电连接到第一对晶体管的第一输出分路中的电流；读出电连接到第二对晶体管的第二输出分路中的另一电流；以及响应第一电流和第二电流，调整第一对晶体管中的一个晶体管上的偏置电流。
10.权利要求9的方法，还包括从所述电流和表示第一对晶体管的第一面积与第二对晶体管的第二面积的比例的电流和另一电流来确定一个delta偏置电压。
11.权利要求10的方法，其中读出电流包括测量该电流。
12.权利要求10的方法，其中读出另一电流包括测量该另一电流。
13.权利要求10的方法，还包括通过预定事件的发生来初始化偏置电流。
14.权利要求13的方法，其中所说预定事件是包含第一对晶体管和第二对晶体管的电路的初始化。
15.权利要求13的方法，其中预定事件是数据损失的一个表示。
16.一种用于信号混合的装置，包括具有第一晶体管面积比和第一偏置电压的第一组晶体管；具有第二晶体管面积比和第二偏置电压的第二组晶体管；一个校正回路，可操作地连接到第一组晶体管，该校正回路从第一偏置电压和第二偏置电压来确定一个delta偏置电压，并以该delta偏置电压去调整第一对晶体管中的一个晶体管上的第一偏置电压，该delta偏置电压与第一晶体管面积比和第二晶体管面积比的变化相关，其关系式如下ΔVbe＝Vtln[Δ(A)]，其中△Vbe是第一偏置电压和第二偏置电压的差，Vt等于施加于第一对晶体管和第二对晶体管的相等集电极电流，并且Δ(A)是第一晶体管面积比和第二晶体管面积比的差；以及与相对于该delta偏置电压来调整第一偏置电压的一个晶体管。
17.一种用于混合信号的装置，包括具有第一晶体管面积比和第一偏置电压的第一组晶体管；具有第二晶体管面积比和第二偏置电压的第二组晶体管；一个可操作地连接到第一组晶体管的用于从第一偏置电压和第二偏置电压来确定一个delta偏置电压的装置；用于以该delta偏置电压来调整第一对晶体管中的一个晶体管上的第一偏置电压的装置。
18.权利要求17的装置，其中所述delta偏置电压与第一晶体管面积比和第二晶体管面积比的变化相关，其关系式如下ΔVbe＝Vtln[Δ(A)]，其中ΔVbe是第一偏置电压和第二偏置电压的差，Vt等于施加于第一对晶体管和第二对晶体管的相等集电极电流，并且Δ(A)是第一晶体管面积比和第二晶体管面积比的差。
19.权利要求17的装置，其中用于确定的装置是一个工作放大器。
20.权利要求19的装置，还包括以该delta偏置电压调整第一偏置电压的一个晶体管。
21.权利要求20的装置，其中所述晶体管是FET。
22.权利要求17的装置，还包括接收RF输入的正RF输入端和负RF输入端、以及接收另一信号输入的正输入端和负输入端。
23.权利要求22的装置，其中另一正输入端和另一负输入端接收一个局部振荡器信号。
全文摘要
具有晶体管对的双平衡混合器，受到晶体管之间的面积失配的影响。面积失配可以表示为混合器芯晶体管之间的比例，它直接涉及电压。因此，输入到一个晶体管中的混合器芯晶体管之一的输入电压可以补偿面积失配。该补偿是通过到混合器芯晶体管的电压跟踪和保持反馈回路实现的。
文档编号H03D7/14GK1507697SQ02809526
公开日2004年6月23日 申请日期2002年3月18日 优先权日2001年3月16日
发明者G·哈彻, G 哈彻, A·C·莫尔纳, 莫尔纳, R·马贡 申请人:天工新技术有限公司