专利名称：用来测试模数转换器的设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用来测试模数转换器(ADC)的设备。
背景技术：
常规模数转换器的测试包括测试转换器的确定信噪及失真比(SINAD)。术语“失真”对应于输出信号中的频率分量，而不是输入信号的频率分量。这种附加的频率分量的出现是因为转换器的不完全线性转换。其可通过一台暂时连接到转换器上的测试设备来获得，该测试设备给转换器提供一正弦信号，存储转换器所提供的采样信号，然后根据所保存的采样信号来确定转换器所提供的数字信号的频谱或频率成分，其中的转换器就是要确定信噪以及失真比的转换器。其中的频谱或频率成分可通过对转换器所提供的数字信号进行快速傅立叶(Fourier)变换来得到。
这种测试的缺点是快速傅立叶变换需要大量的采样信号，例如在应用音频时需要10000到20000个采样信号。此外，这种采用快速傅立叶变换的测试的时间通常很长。例如，对于一个音频信号来说，如果转换器的采样频率为48kHz，那么一次测试的时间通常会大于1秒。我们知道一项测试的成本与其测试的时间直接相关，因此这种采用快速傅立叶变换的测试的成本几乎与实际电路的成本一样高了。
在许多应用场合下，通常会使用∑-Δ类型的模数转换器。这种转换器包括一个∑-Δ调节器，其在频率大于转换器采样频率时提供一个二位信号；以及一个滤波抽样筛选级(filtering and decimation stage)，其在采样频率下提供一种在多个位上编码的数字信号，并消除有用信号波段之外的大量噪音。这种转换器的优点是其完全由数字集成电路形成，这种电路中没有那些需要精确定义其技术性能的模拟器件。
为了降低模数转换器测试的成本，需要使转换器包括有自己的测试设备，这样测试操作就能在转换过程中自动进行。更为特别的是，当该转换器由集成电路形成时，需要将测试设备以集成的方式连接到转换器。然而，如果所要形成的集成电路需要完成快速傅立叶变换，那么这种电路会非常复杂并且还需要大量的硅表面，因此成本太高。
发明内容
本发明的旨在提供一种用来测试模数转换器的设备，其能够确定出信噪失真比或者是信噪比，并且有可能按集成的方式以更低的成本制造出来。
为此，本发明提供一种用来测试模数转换器的设备，其中的转换器在给定的采样频率下提供一数字信号，其包括一个用来给转换器提供测试信号的单元，其中的测试信号是一种周期性信号，该信号仅在基波以及基波的协波上包括有频率分量，其中的基波是采样频率四分之一的整数倍；一滤波器，其能接收数字信号并能拒绝基波从而提供一滤波后的数字信号；以及一个单元，其能够接收数字信号和滤波后数字信号，并能提供一个用来表示数字信号和滤波后数字信号之间有效功率比值的信号。
根据本发明的一个实施例，用来提供测试信号的单元能够提供这样的一个信号其仅包括基波频率以及基波频率奇数协波的频率分量。
根据本发明的一个实施例，用来提供测试信号的单元能够提供一周期性方波信号。
根据本发明的一个实施例，用来提供测试信号的单元能够提供这样的一个信号其中的基波频率等于采样频率的四分之一或者是一半。
根据本发明的一个实施例，该转换器包括一个等同于低通滤波器的滤波级，其截断频率等于采样频率的一半。
根据本发明的一个实施例，该转换器是一个∑-Δ型转换器。
本发明还提供一种用来测试模数转换器的方法，其中的转换器在给定的采样频率下提供一数字信号，该方法包括以下步骤给转换器提供一测试信号，该测试信号对应于一种周期性信号，其仅在基波以及基波的协波上包括有频率分量，并且其中的基波是采样频率四分之一的整数倍；对数字信号进行滤波从而去掉基波；以及确定出数字信号和滤波后数字信号之间的有效功率的比值。
根据本发明的一个实施例，该测试信号仅包括基波频率以及基波频率奇数协波的频率分量。
根据本发明的一个实施例，其中的基波频率等于采样频率的四分之一或者是一半。
根据本发明的一个实施例，该转换器对数字信号进行低通滤波，其截断频率等于采样频率的一半。
参照附图并结合本发明特定实施例的非限定性说明，本发明的前述以及其它目的、特征和优点将会更加清楚。
图1示意性地显示了一台用来测试模数转换器的设备的一个示例；图2显示了本发明一种用来测试模数转换器的设备的一个实施例；图3示意性地显示了一种∑-Δ型转换器的形成示例；图4显示了图3中转换器滤波步骤一衰减轮廓线的一个示例；图5显示了频场下一个周期性方波模拟信号的一个示例；图6显示了频场下模数转换器在接收到10kHz周期性方波信号后所提供的信号的一个示例；图7为本发明测试设备的另一个实施例；以及图8和9显示了频场下本发明测试设备所用信号的几个示例。
具体实施例方式
为了清楚起见，不同附图中相同的部件采用相同的附图标记来表示。
本申请人的第一个目的是提供一种模数转换器测试设备，其能确定出信噪及失真比并能用作一台失真仪。
图1显示了形成这样一台失真仪表型测试设备10的一个示例，该测试设备10包括一个单元12，该单元12用来给模数转换器14提供一频率为FI的正弦模拟信号SI，其中的转换器14用来提供一数字信号SO，该数字信号SO对应于采样频率为FS的连续的数字值。信号SO提供给数字式抽样筛选滤波器16，该滤波器能够去掉数字信号SO中的频率FI，并提供出一个经滤波的数字信号SO’。用来确定信噪及失真比的单元18接收信号SO和SO’，并确定出信号SO的有效功率和信号SO’的有效功率，然后提供出一个信号SINAD，其对应于两个有效功率之间的比值，该比值表示的是转换器14的信噪及失真比。实际上，在频率场中，正弦信号由频率为FI的一条线表示，由滤波器16提供的信号SO’仅包含有因转换器14带来的噪声及失真分量。
这种测试设备的优点是其只需少量的采样值就能提供出信噪及失真比的比值。例如，对于音频信号来说，有500到1000采样值就足够了。因此测试的时间短于需要进行快速傅立叶变换的测试。
这种测试设备10的缺点是其很难做成一种与转换器14关联的集成电路的形式。实际上，数字滤波器16以及用来确定信噪及失真比的单元18很容易做成集成电路的形式，同时其占用的硅表面很少，但我们很难将提供正弦信号的单元12做成集成电路的形式。实际上最困难的是形成一种能够提供精确的并且频率可调的正弦模拟信号的低成本集成电路。因此必须进一步为测试单元12提供专门的电路以便提供出正弦信号从而检验出其操作的正确性，这一点会使测试设备10的构造复杂化。
为了按集成的形式以较低的成本获得失真仪表型的测试设备，本申请说明必须将一种不同于正弦信号的专门的测试信号提供给模数转换器，从而确定出信噪及失真比。本申请表明，对于给定的一类模数转换器来说，提供一种仅具有基波频率以及偶数和/或奇数协波频率的周期性测试信号，能够使转换器提供的数字信号的傅立叶变换完全等同于用一个针对该转换器的采样频率而刻意选取的一种基波频率的正弦信号驱动的转换器所获得的数字信号的傅立叶变换。
下面，本发明将针对一种∑-Δ型的模数转换器以及周期性方波测试信号来详细描述。
图2显示了本发明一测试设备20的形成示例，其中的测试设备20包括一个单元22，该单元22能够给转换器14提供一频率为FIN的周期性方波信号SIN。转换器14提供一数字信号SOUT，该数字信号SOUT对应于采样频率为FS下的连续的数字值。信号SOUT提供给滤波器16，该滤波器提供经滤波的信号S ’OUT。用来确定信噪及失真比的单元18接收信号SOUT和S’OUT，并提供出一个信号SINAD，该信号SINAD表示的是转换器14的信噪及失真比。
图3显示了∑-Δ型转换器14的一实施例，该转换器14包括一个减法器24，减法器24的正输入端(+)用来接收信号SIN，减法器24给一积分器26提供信号ε。积分器26驱动一个比较器28，比较器28提供一个控制信号COM频率的二位信号SOS，其中控制信号的频率大于采样频率FS。二位信号SOS由数模转换器30转换回数字信号，该数字信号提供给减法器24的负输入端(-)。二位信号SOS本身提供给一个抽样筛选滤波单元32，其在多个位上提供频率FS的数字信号SOUT，同时还进行滤波操作从而将比较器28带来的量化噪声从信号的有用频段中去掉。
图4显示了一个等同于抽样筛选滤波单元32的滤波器的衰减轮廓的示例。所述衰减轮廓就是一种低通滤波器的衰减轮廓，该低通滤波器的截断频率FC等于FS/2，并且其能保证在频率大于FSUP时衰减大于70dB，频率小于FINF时衰减小于0.05dB。例如，对于一音频应用来说，频率FS、FC、FSUP和FINF分别等于48kHz，24kHz，30kHz以及19kHz。
现在来描述本申请在正确确定信号SINAD时用来确定信号SIN的频率FIN的方法。频率为FIN并且占空因数为1/2的周期性方波信号SIN可分成下式中正弦信号的总和。
SIN(t)=Σk=0∞A02k+1sin((2k+1)(2πFINt))]]>图5所示为信号SIN频率范围的表达式。其中获得一组幅值不断降低的线，频率FIN的线对应于基波线，更高频率的线对应于奇次协波(图中只有三次及五次协波)。
如果提供给转换器14的是某一频率FIN的周期性方波信号SIN而不是正弦信号，那么所获得的信号SOUT就包括信号SIN中还未被转换器14中抽样筛选滤波单元32滤掉的奇次协波。由于滤波器16被定义为去掉信号SOUT中的基波频率FIN，因此信号SOUT’就不仅包括噪声及失真分量，同时还包括特定的奇次协波。由信号SOUT’有效功率确定出的信号SINAD就不再对应于转换器14的信噪及失真比，其不能用来确定转换器14操作的正确性。
第一种方式包括将信号SIN的频率FIN选择得足够高，这样所有频率高于单元32截断频率FC的协波就全被过滤掉了。然而，由于转换器14的采样频率为FS并且单元32仅对频率大于截断频率FC的成分进行衰减而不是抑制，因此能够看到信号SOUT各个协波的折叠，这样那些超出截断频率FC的协波就可能被折叠到有用的频段内了(即延伸到FC的频段)。尽管被折叠的协波会被单元32衰减，但它们的大小还不能被忽略掉，因此信号SINAD就不能表示转换器14的信噪及失真比。
图6显示了这样一种折叠现象，其在频场中，信号SOUT由转换器14从一个频率FIN等于10kHz的方波信号SIN得到，其采样频率FS等于48kHz并且截断频率FC等于24kHz。图中再次出现10kHz的线，其对应于未被转换器14过滤掉的基波频率。然而，信号SIN的三次协波(H3)，其频率为30kHz，在采样时被折叠，并提供出一条被衰减70dB频率为18kHz的线。同样，信号SIN的五次协波(H5)，其频率为50kHz，经折叠提供出一条被衰减70dB频率为2kHz的线。这些线，并非由于转换器14的非线性而形成，不会被滤波器16过滤掉，因此会出现在信号SOUT’中，而该信号则会提供给单元18以便确定出信噪及失真比。
本发明包括；用一方波信号SIN来驱动转换器14，这样信号SOUT的协波就正好折叠在基波频率上。由此，在滤波器16去掉基波频率之后，信号SOUT’就仅包括转换器14引起的噪声及失真频率成分。
根据下面的公式确定出系数k就能由输入频率FH得到折叠频率FOUTkFS/2≤F≤(k+1)FS/2然后就能如下得到折叠频率FOUT如果k是奇数FOUT＝(k+1)FS/2-FH(1)如果k是偶数FOUT＝FH-kFS/2(2)根据本发明，提供给转换器14的方波信号SIN的基波频率FIN经确定，三次协波就折叠到该基波频率上。当k为奇数时，由公式(1)就得到FIN＝(k+1)FS/2-3FIN，即，FIN＝(k+1)FS/8当k为偶数时，由公式(2)就得到FIN＝3FIN-kFS/2，即，FIN＝kFS/4在频率FIN小于转换器14的截断频率FC＝FS/2时，结果就是FIN＝FS/4，或者是FIN＝FS/2同样，可以看到当FIN＝FS/4以及FIN＝FS/2时，所有的奇次协波都折叠到FIN上。
对于基波频率为FS/4或者是FS/2的周期性方波信号SIN来说，SIN的所有协波均被转换器14折叠到频率FIN上。因此，信号SOUT的频谱就与转换器14的输入是频率为FIN的正弦信号时所获得的信号的频谱完全相同。
采用频率为FS/4的方波信号SIN时，就会因转换器14的失真而出现一条对应于二次协波即对应于FS/2的线。这条线，出现在有用波段中，不会被抽样筛选滤波单元32过滤掉。因此，滤波后的信号SOUT’就包含有因失真产生的噪声和二次协波成分。此外，因失真产生的级数大于2的偶数次协波会折叠到零频率上或者是FS/2的频率上。采用频率为FS/2的方波信号SIN时，那些对应于因转换器14失真而出现的偶数次协波的线就不会在有用波段中，其会折叠到零频率上。在确定出信号SINAD时，特别是在确定了信号SOUT’的有效功率时，零频率上的成分通常就不再考虑，由信号SOUT’确定的有效功率减少到其平均值。这样信号SINAD所表示的就是转换器14的信噪比。连续地加上频率FIN等于FS/4和FS/2的信号SIN，就能由信号SINAD的数值确定出转换器14所引起的失真。
为了避免那些因信号SIN的频率相对于信号COM变化(该现象被称为抖动)所产生的与转换器24无关的寄生噪声，其中的信号COM用来控制转换器14的操作，最好使信号SIN与信号COM同步。
图7显示了一个实施例，其中用来提供测试信号SIN的单元22包括一个单元40，其将一个频率很高的周期性方波时钟信号CLK提供给分频器42，其将时钟信号CLK分频后获得信号SIN。时钟信号CLK进一步提供给转换器14从而获得控制信号COM。例如，当采样频率FS为48kHz时，时钟信号CLK可以是一个频率为12.288MHz的方波信号。然后分频器42分频1024从而获得频率为12kHz的信号SIN。这样，信号SIN就与信号COM同步。
图8和9显示了频场下的信号SOUT和SOUT’，这两个信号是在转换器14的采样频率等于48kHz同时截断频率FC等于24kHz并且该转换器14由一个频率等于12kHz的周期性方波信号SIN驱动时获得的。值得注意的是，SOUT包括一根FS/4＝12kHz的线，并且对于信号SOUT’来说，频率FS/4的基波成分已被滤波器26抑制掉了。
本发明已经就所提供的信号SIN对应于占空系数为0.5的周期性方波信号的情况进行了描述。这样一个信号SIN的优点是，借助于连接到电压源上的开关并通过对转换器控制所用时钟的分频很容易就能获得这个信号。然而，本发明也可用占空系数不是0.5的周期性方波信号SIN来进行。此外，本发明还可用周期性的三角形信号SIN来进行。实际上，这些信号在频率范围内仅包括基波的奇数次协波。通过上述对频率FIN的适应性选择，所获得的信号SOUT就只包括一条频率FIN的线，其能正确地确定出信噪及失真比。
一般来讲，本发明可用任意一种包括有偶次及奇次协波的周期性信号SIN来进行，并且这种信号的获得比正弦信号更为容易，更为特别的是，提供该任意信号SIN的电路很容易就能通过集成的形式来实现。实际上，对于这样的一种信号来说，将频率FIN设定到FS/2，所有的偶次协波就都折叠到零频率上，该频率在确定信号SINAD时是不考虑的。此外，与前述情况一样，其中的偶次协波折叠到基波频率FS/2，因此会被滤波器16过滤掉。
本发明已针对∑-Δ型转换器14进行了描述。然而，本发明可应用于任意一类其中包括有滤波级从而能够实现低通滤波抑制有用波段之外噪声的转换器。
当然，本领域技术人员还有可能对本发明提出各种变更、改进和修改。这种变更、改进和修改也在本发明的构思和范围之内。因此，前面的说明仅是示例性的，其并非用来对本发明进行限定。本发明的保护范围仅由权利要求书及其等同方案来形成。
权利要求
1.一种用来测试模数转换器(14)的设备(20)，其中的模数转换器在给定的采样频率(FS)下提供一数字信号(SOUT)，该设备包括一个用来给转换器提供测试信号(SIN)的单元(22)，其中的测试信号是一种周期性信号，该信号仅在基波频率(FIN)以及基波频率的协波上包括有频率分量，其中的基波频率是采样频率四分之一的整数倍；一滤波器(16)，其能接收数字信号并能拒绝基波，从而提供一滤波后的数字信号(SOUT’)；以及一个单元(18)，其能够接收数字信号和滤波后数字信号，并能提供一个用来表示数字信号和滤波后数字信号之间有效功率比值的信号(SINAD)。
2.根据权利要求1所述的设备，其中用来提供测试信号(SIN)的单元(22)能够提供这样的一个信号其仅包括基波频率(FIN)以及基波频率的奇数协波的频率分量。
3.根据权利要求1所述的设备，其中用来提供测试信号(SIN)的单元(22)能够提供一周期性方波信号。
4.根据权利要求1所述的设备，其中用来提供测试信号(SIN)的单元(22)能够提供这样的一个信号其基波频率等于采样频率(FS)的四分之一或者是一半。
5.根据权利要求1所述的设备，其中的转换器(14)包括一个等同于低通滤波器的滤波级(32)，其截断频率(FC)等于采样频率(FS)的一半。
6.根据权利要求1所述的设备，其中的转换器(14)是一个∑-Δ型转换器。
7.一种用来测试模数转换器(14)的方法，其中的转换器在给定的采样频率(FS)下提供一数字信号(SOUT)，该方法包括以下步骤给转换器提供一测试信号(SIN)，该测试信号对应于一种周期性信号，其仅在基波频率(FIN)以及基波的协波频率上包括有频率分量，并且其中的基波频率是采样频率四分之一的整数倍；对数字信号进行滤波从而去掉基波频率；以及确定出数字信号和滤波后数字信号(SOUT’)之间的有效功率的比值。
8.根据权利要求7所述的方法，其中的测试信号(SIN)仅包括基波频率(FIN)以及基频率波的奇数协波频率的频率分量。
9.根据权利要求7所述的方法，其中的基波频率(FIN)等于采样频率(FS)的四分之一或者是一半。
10.根据权利要求7所述的方法，其中的转换器(14)对数字信号(SOUT)进行低通滤波，其截断频率(FC)等于采样频率(FS)的一半。
全文摘要
一种用来测试模数转换器的设备，其中的模数转换器在给定的采样频率下提供一数字信号，该设备包括一个用来给转换器提供测试信号的单元，其中的测试信号是一种周期性信号，该信号仅在基波频率以及基波频率的协波上包括有频率分量，其中的基波频率是采样频率四分之一的整数倍；一滤波器，其能接收数字信号并能拒绝基波从而提供一滤波后的数字信号；以及一个单元，其能够接收数字信号和滤波后数字信号，并能提供一个用来表示数字信号和滤波后数字信号之间有效功率比值的信号。
文档编号H03M1/12GK1956339SQ20061013775
公开日2007年5月2日 申请日期2006年10月30日 优先权日2005年10月28日
发明者埃里克·科姆普莱吉 申请人:道芬综合公司