专利名称：快速建立的、低噪声、低偏移的运算放大器和方法
技术领域：
0001本发明主要涉及放大器；并且更具体地说，涉及具有输出 信号的快速建立和低输入偏移电压的低噪声运算放大器。
背景技术：
0002为实现运算放大器的低噪声，必须使在运算放大器第一 级(即输入级)中产生噪声的电路元件数量最少。典型地，主要的噪 声制造者是组成输入级的差分输入晶体管对的两个输入晶体管。除了 输入晶体管，典型的低噪声运算放大器的输入级还包含典型地为大值 电阻器的负载器件。不过，电阻性负载电阻器不能提供足够高的电压 增益并且通常由有源负载器件取代，典型地由电流镜电路或其他对称 电流源电路系统(circuitry)的晶体管所取代。为最小化运算放大器中 的噪声，用作有源负载器件的晶体管应具有比输入差分晶体管对的跨 导低得多的跨导。换言之，有源负载晶体管应被大量地简并，例如通 过使用长沟道MOS晶体管或通过采用与有源负载晶体管串联的发射 极或源极负反馈电阻器(degenerationresistor)。为了实现运算放大器 中的低输入偏移电压，通常有必要将第一 (输入)级和第二级都作为 差分放大器实现并且尽可能使第一级对称。由于具有对称的有源负载 晶体管或其他对称的有源负载电路系统，运算放大器第一级的共模工 作点通常由第二级产生的共模反馈来设置，并且被施加于有源负载电 路系统的共模控制输入。共模反馈的典型实施的一个示例可在 Laker&Sansen所著"Design of Analog Integrated Circuits and Systems" (McGraw Hill, 1994)， 641页找到。本说明书中的图1示出了这种电路 的简化形式，其更一般的形式在图2示出。
0003参考图1，运算放大器1包括输入级4，所述输入级4 包括P沟道JFET输入晶体管Ql，该晶体管Ql的栅极被连接到Vin-并且其源极被连接到尾电流源10和栅极被连接到Vin+的P沟道JFET
输入晶体管Q2的源极。输入晶体管Q1的漏极由导线2A连接到NPN 有源负载晶体管Q3的集电极和补偿电容器C2的一端，该补偿电容器 的另一端接地。输入晶体管Q2的漏极由导线2B连接到NPN有源负 载晶体管Q4的集电极。有源负载晶体管Q3和Q4的基极被连接到共 模反馈导线3。有源负载晶体管Q3和Q4的发射极分别由负反馈电阻 器R0和Rl耦合到地极。
0004运算放大器1的第二级8包括发射极耦合的NPN输入晶 体管Q5和Q6， NPN输入晶体管Q5和Q6的发射极被连接到共模反 馈导线3和尾电流源14。输入晶体管Q5的集电极被连接到连接成二 极管的PNP有源负载晶体管Q7的集电极和基极以及PNP有源负载晶 体管Q8的基极。有源负载晶体管Q7和Q8的发射极被连接到VDD。 输入晶体管Q6的集电极由输出导线13连接到Vout和有源负载晶体 管Q8的集电极。补偿电容器C3的一端被连接到输出导线13并且其 另一端被连接到输入晶体管Q6的基极。晶体管Q5和Q6的基极分别 被连接到导线2A和2B。
0005图2是图1现有技术运算放大器1的概括框图，其中图 2中的输入级4包括输入级差分晶体管对5(其可以是图1的输入晶体 管Ql和Q2)。输入级差分晶体管对5由导线2A和2B耦合以控制有 源负载电路6，并且被耦合到第二级差分晶体管对7 (其可以是图1 的输入晶体管Q5和Q6)的输入。第二级差分晶体管对7被耦合到组 成有源负载电路的电流镜8。第二级差分晶体管对7产生共模反馈信 号以通过导线3控制有源负载电路6。
0006存在一个与图2所示的电路相关的问题，因为输入级4 和第二级8之间的共模反馈与输入级有源负载电路系统6的很大负反 馈的结合导致对输入阶跃信号响应的Vout的慢速建立。在图2所示的 电路中，共模反馈环的带宽由gm/C2确定，其中gm是输入级中有源 负载电路的跨导并且C2是米勒(Miller)补偿电容器的值。当为了减 少运算放大器1的噪声和输入偏移电压，有源负载被大量地简并时， 运算放大器1的输入级中的有源负载晶体管(或其他有源负载电路系 统)的跨导较低。当由于大的负反馈电阻，共模反馈环的带宽大致低 于运算放大器的带宽时，结果就是慢速建立。(晶体管Q3的基极是
到共模反馈环的输入，并且共模反馈环中有源负载电路的跨导由电阻
R0禾卩R1限定。)
0007已知图1和图2所示的运算放大器电路系统通常具有上 述的慢速建立特性。这点在图5A中说明，图5A示出了图l和2所示 电路的小信号阶跃响应。在图5A中，曲线A表示负反馈电阻R0和 Rl较小时的Vout，并且曲线B表示负反馈电阻R0和Rl较大时的 Vout。除去或减小负反馈电阻R0和Rl有助于通过增加共模反馈环的 带宽来减少建立时间。
0008被称为"AB类"输入级的输入级类型可提供大致大于总 DC静止输出电流的输出差分电流，恒定尾电流源能够提供该总DC静 止输出电流。这可通过提供尾电流源电路来实现，该尾电流源电路基 本上增加了提供给差分耦合的输入晶体管的尾电流，以响应组成AB 类输入级的差分输入信号的两个输入电压中较高的那个。这导致产生 比由恒定尾电流源提供的输出电流大得多的AB类输入级的最大输出 电流。由于输出电流可以非常高，因此AB类输入级一般可用于需要 很高压摆率的放大器。不过，AB类输入级具有引起非线性电路操作和 产生噪声的缺点。
0009存在对和以前实现的运算放大器相比，具有更快的输出 信号建立的低噪声运算放大器的未实现的需求。
0010还希望具有一种低噪声运算放大器，在这个运算放大器 中可以对共模反馈环的带宽进行调节而与运算放大器的输入级中有源 负载的负反馈量无关。
0011还存在对和以前实现的运算放大器相比，具有更快的输 出信号建立和更低的输入偏移电压的低噪声运算放大器的未实现的需 求。
0012希望具有一种运算放大器，在这个运算放大器中可以将 共模反馈带宽设置成接近运算放大器的增益带宽乘积，以便使上述现 有技术运算放大器的输出电压的慢速建立最少，并且仍然保持共模环 的稳定性。
0013还存在对和以前实现的运算放大器相比，具有更快的输 出信号建立的低噪声低THD (总谐波失真)运算放大器的未实现的需 求。
0014还存在对具有AB类输入级的低噪声低THD (总谐波失 真)的运算放大器的未实现的需求。
发明内容
0015本发明的目的是提供和以前实现的运算放大器相比，具 有更快的输出信号建立的低噪声运算放大器。
0016本发明的另一目的是提供低噪声运算放大器，在这个运 算放大器中可以对共模反馈环的带宽进行调节，而和运算放大器的输 入级中有源负载的负反馈量无关。
0017本发明的另一目的是提供和以前实现的运算放大器相比， 具有更快的输出信号建立和更低的输入偏移电压的低噪声运算放大 器。
0018本发明的另一目的是提供运算放大器，在这个运算放大 器中可以将共模反馈带宽设置成接近运算放大器的增益带宽乘积，以 便使上述现有技术运算放大器的输出电压的慢速建立最少并且仍然保 持其共模环的稳定性。
0019本发明的另一目的是提供和以前实现的运算放大器相比， 具有更快的输出信号建立的低噪声低THD (总谐波失真)的运算放大 器。
0020本发明的另一目的是提供具有AB类输入级的低噪声低 THD (总谐波失真)的运算放大器。
0021简要地说，根据一个实施例，本发明提供一种使运算放 大器(10)减少运算放大器的输出建立时间，而基本不增加运算放大 器噪声的方法，该方法包括提供包括差分耦合的第一 (Ql)和第二 (Q2)输入晶体管和受控有源负载电路(6)的第一级(4)，将由第 一级(4)产生的差分输出信号耦合到第二级(8)差分输入，所述第 二级(8)差分输入包括差分耦合的第三(Q5)和第四(Q6)输入晶 体管和负载电路(Q7、 8)，并且放大第二级(8)的共模信号(3)以 便在受控有源负载电路(6)的控制输入端上产生放大的共模信号(9)。
0022在另一个实施例中，本发明提供一种放大器(10)，该
放大器(10)包括包含差分耦合的第一 (Ql)和第二 (Q2)输入晶体 管以及受控有源负载电路(6)的第一级(4)、包含差分耦合的第三
(Q5)和第四(Q6)输入晶体管以及负载电路(Q7、 8)的第二级(8)、 被耦合到第二级(8)的第一输入端的第一级(4)的第一输出端(2A) 以及被耦合到第二级(8)的第二输入端的第一级(4)的第二输出端
(2B)。共模反馈放大器(12)具有被耦合的以便从第二级(8)接收 共模信号(3)的输入端，所述共模放大器用于在受控有源负载电路(6) 的控制输入端上产生经放大的共模信号(9)，从而在基本不增加放大 器噪声的情况下提供第二级输出(Vout)的快速建立。
0023在描述的实施例中，放大器是运算放大器。第一级(4) 的受控有源负载电路(6)包括第一 (Ql)和第二 (Q4)有源负载晶 体管，每个晶体管具有耦合的控制电极，以便接收经放大的共模信号
(9)。第一 (Ql)和第二 (Q2)输入晶体管是NPN晶体管，它们的 发射极耦合到第一尾电流源(10)而基极被耦合以便分别接收第一
(Vin-)和第二 (Vin+)输入信号。第一 (Q3)和第二 (Q4)有源负 载晶体管是PNP晶体管。第一 (Ql)输入晶体管的集电极耦合到第一 有源负载晶体管(Q3)的集电极，第二 (Q2)输入晶体管的集电极耦 合到第二 (Q4)有源负载晶体管的集电极，第一有源负载晶体管(Q3) 的发射极耦合到第一负反馈电阻器(R0)，并且第二有源负载晶体管
(Q4)的发射极耦合到第二负反馈电阻器(Rl)。第三(Q5)和第四
(Q6)输入晶体管是PNP晶体管，并且第二级(8)的负载电路(Q7、 Q8)包括第三(Q8)和第四(Q7)有源负载晶体管，它们都是NPN 晶体管。第三(Q5)和第四(Q6)输入晶体管的发射极耦合到第二尾 电流源(R2)并且在共模反馈放大器(12)的输入端上产生共模信号
(3)。第三输入晶体管(Q5)的基极耦合到第一输入晶体管(Ql) 的集电极(2A)，第四输入晶体管(Q6)的基极耦合到第二输入晶体 管(Q2)的集电极(2B)，第三输入晶体管(Q5)的集电极耦合到第 三有源负载晶体管(Q8)的基极和集电极和第四有源负载晶体管(Q7) 的基极，第四有源负载晶体管(Q7)的集电极耦合到第四输入晶体管
(Q6)的集电极，并且第三(Q8)和第四(Q7)有源负载晶体管的发 射极耦合到第一电源电压(VEE)。
0024共模反馈放大器(12)包括被耦合的以接收共模信号(3) 的第一输入端和被耦合到反馈电阻器(R5)的第一端子的第二输入端， 反馈电阻器(R5)的第二端子耦合到共模反馈放大器(12)的输出端。 反馈电阻器(R5)具有耦合到共模反馈放大器(12)的第二输入端的 第一端子。电容器(C0)具有耦合到反馈电阻器(R5)的第二端子的 第一端子和耦合到受控有源负载电路(6)的控制输入端的第二端子， 以提高共模反馈放大器(12)的低频增益。
0025在描述的实施例中，共模反馈放大器(12)包括为PNP 晶体管的第一(Q9)和第二(Q10)晶体管，耦合在第二电源电压(VCC) 和第一晶体管(Q9)的发射极之间的第一电阻器(R3)，耦合在第二 电源电压(VCC)和第二晶体管(Q10)的发射极之间的第二电阻器 (R4)。第一晶体管(Q9)的集电极耦合到第一电流源(12)以及第 一 (Q3)和第二 (Q4)有源负载晶体管的基极。第二 (Q10)晶体管 的集电极和基极耦合到第一晶体管(Q9)的基极、第二电流源(II) 以及第一 (Q3)和第二 (Q4)有源负载晶体管的发射极。在另一个实 施例中，共模反馈放大器(12)包括被耦合的以便接收共模信号(3) 的第一输入端和耦合到反馈电阻器(R5)的第一端子的第二输入端， 该反馈电阻器(R5)具有耦合到共模反馈放大器(12)输出端的第二 端子。第一电容器(C0)将反馈电阻器(R5)的第二端子耦合到第一 有源负载晶体管(Q3)的发射极，以提高共模反馈放大器(12)的低 频增益，并且第二电容器(Cl)将反馈电阻器(R5)的第二端子耦合 到第二有源负载晶体管(Q4)的发射极，以提高共模反馈放大器(12) 的低频增益。
0026在一个实施例中，运算放大器包括PNP第一 (Q11)和 第二 (Q13)连接成二极管(或等效二极管)的晶体管，它们分别耦合 在第二电源电压(VCC)和第一 (Q3)和第二 (Q4)有源负载晶体管 的发射极之间，以便起到电压限制器件的作用，并且所述运算放大器 还包括第一电流镜输出晶体管(Q12)，所述晶体管(Q12)的发射极 被连接到第二电源电压(VCC)，其基极被连接到第一连接成二极管 的晶体管(Q11)的基极和集电极，并且其集电极被连接到第一 (Q3) 和第二 (Q4)有源负载晶体管的基极以提高运算放大器的共模反馈环
的频率补偿。运算放大器还包括第二电流镜输出晶体管(Q14)，所述 晶体管(Q14)的发射极被连接到第二电源电压(VCC)，其基极被连 接到第二连接成二极管的晶体管(Q13)的基极和集电极，并且其集电 极被连接到第一 (Q3)和第二 (Q4)有源负载晶体管的基极以提高共 模反馈环的频率补偿。如果在运算放大器(10A)中采用AB类输入级， 本发明的这个实施例就是非常有用的。
0027图1 (现有技术)是现有技术运算放大器的原理图。0028图2 (现有技术)是图1的运算放大器的概括框图。0029图3是运算放大器的概括框图，该运算放大器在共模反
馈环中具有共模电压增益电路以改进运算放大器的输出建立时间，噪
声性能和输入偏移电压。
0030图4是图3的运算放大器的具体框图。
0031图5A是一个曲线图，其图解说明了在输入级的有源负载
电路系统中具有低和高负反馈电阻时，图1和2的运算放大器电路系
统的阶跃响应。
0032图5B是一个曲线图，其图解说明了图4和6的运算放大 器电路系统具有根据本发明的共模电压放大器的低增益和高增益时的 阶跃响应。
0033图6是图4的运算放大器实施的原理图。
具体实施例方式
0034图3示出了对于上述现有技术的低偏移低噪声运算放大器 的慢速建立问题的解决方案。在图3中，示出的本发明的运算放大器 10的框图与图2现有技术的框图相似，除了具有增益G的共模反馈增 益电路12的一个输入端被连接，以接收由第二级差分对7在导线3上 产生的共模反馈信号，并且其在导线9上产生经放大的共模反馈信号。 导线9将已放大的共模反馈信号施加到受控有源负载电路6的控制输 入端。如图2的现有技术，受控有源负载电路6由导线2A和2B耦合
到输入级差分晶体管对5的输入晶体管的集电极或漏极，该差分晶体 管对的输入端被耦合到Vin-和Vin+。导线2A被连接到补偿电容器C2 的一个端子和第二级差分晶体管对7的一个输入端。导线2B被连接到 第二级差分晶体管对7的另一输入端和补偿电容器C3的一个端子，补 偿电容器C3的另一端子被连接到输出导线13， Vout在输出导线上产 生。输出导线13被连接到第二级差分对7的输入晶体管的集电极或漏 极和电流镜8的一个端子。电流镜8的另一端子被连接到第二级差分 对7的另一个输入晶体管的集电极或漏极。
0035图4示出了图3的运算放大器10的更详细的框图。在图 4中，导线14被连接到尾电流源I0的一个端子和输入级差分对5的一 对输入晶体管的源极或发射极。输入级5中的输入晶体管之一的集电 极或漏极由导线2A连接到表示为受控电流源I13的受控有源负载器件 的一个端子，该受控电流源I13的另一端子被连接到VCC。输入级差 分对5的另一个输入晶体管的集电极或漏极由导线2B连接到由受控电 流源114表示的另一个受控有源负载器件的一个端子，该受控电流源 114的另一端子被连接到VCC。受控电流源113和114的控制端子被连 接到导线9以便接收由共模反馈放大器12产生的已放大的共模反馈信 号。导线2A和2B被连接到第二级7的相应输入晶体管的基极或栅极。 第二级8的第二级差分对7被连接到尾电流源14。由第二级差分对7 产生的共模反馈信号由导线3连接到共模反馈放大器12的(+ )输入 端。共模反馈放大器12的(一)输入端由导线16连接到电阻器R4的 一个端子，电阻器R4的另一端子被连接到VCC。导线16还连接到反 馈电阻器R5的一个端子。电阻器R4和R5确定共模反馈放大器12的 增益。
0036在一个实施方式中，反馈电阻器R5的另一端子直接地连 接到导线9，如图4中虚线99A所指示的。在另一个实施方式中，虚 线99A被省略，并且电容器C0被连接在反馈电阻器R5的第二端子和 放大的共模反馈导线9之间。第二级差分对7中的输入晶体管的集电 极或漏极通过导线21和13连接到以地为基准的电流镜8。
0037如图4所示，当电容器CO插入到反馈环中时，由于电容 器C0在高频时相当于AC短路，因此通过共模反馈放大器的高频增益
(即，l+R5/R4)继续提高共模反馈环的带宽。然而，在低频时电容 器C0隔断围绕放大器12的通过电阻器R4和反馈电阻器R5的反馈的 DC分量，因此允许提供共模反馈放大器12的全部DC增益。这也使 得第二级和受控电流源的工作点可被独立地设置。
0038在高频时电容器C0短路，因此根据表达式R5/R4+l， 放大器12的增益是受限的，该表达式等于共模反馈放大器12的增益。
(否则很难补偿共模反馈放大器12。)放大器12的主极点由补偿电容 器C2和C3构成，C2和C3被连接到高阻抗电路节点并且有效地将主 极点"推"至超过放大器的增益带宽乘积频率，因此使得它具有良好 的共模反馈环信号建立性能。
0039在低频时电容器C0阻止通过反馈电阻器R5的反馈，在 共模反馈环内提供放大器12的全增益，因此有助于抑制导线9B上的 共模电压变化并且减少放大器10A的非线性失真。通过增加共模环在 低频的增益，电容器C0还有助于抑制在导线2A和2B上的任何共模 电压摆动。
0040如上所述，电容器C0可通过由图4中虚线99A表示的短 路来取代。由于即使没有电容器CO时共模反馈放大器增益在低频没有 提高，共模反馈放大器12的极点仍然被"推"至高频，因此通过由短 路取代电容器C0，实现放大器10的快速建立性能的目标和消除非线 性失真的目标都基本实现。然而，缺少电容器CO会使电路的偏置更复 杂，并且在导线9B上的共模电压摆动会在低频时更大一些。
0041因此，根据本发明，将共模反馈放大器12插入在第一级 有源负载电路系统6和第二级共发射极点3的共模电压输出之间。由 于共模反馈放大器12增加有源负载电路系统的受控电流源113和114 的跨导效应，因此共模反馈放大器12使共模反馈环变得更快。共模反 馈放大器12的增益提高共模反馈环的带宽。放大器12的增益可由如 图4所示的反馈电阻器R5和R4来设置，并且通过表达式增益二G =1+ (R5/R4)给定。这使得可将共模反馈带宽设置为接近运算放大 器10的增益带宽乘积，以便最小化图1和2的现有技术的运算放大器 的慢速建立的影响(即，使Vout建立时间最少)并且同时保持共模环 的稳定性。
0042图5B示出了图4所示电路的运算结果小信号仿真中的 Vout的较快建立。曲线C示出了当共模电压放大器12具有高增益时 的输出信号Vout。曲线D示出了当共模电压放大器12具有低增益时 的Vout稍微减慢的建立。图5B中的曲线C和D都示出了比图5A的 曲线B更快的Vout建立，在图5A的曲线B中，高发射极负反馈用于 图1和2的现有技术的运算放大器中。
0043图6示出了图4的运算放大器的更具体的实施方式，其中 使用两个电容器C0和C1 (而不是唯一的电容器CO)，并且施加到共 模反馈放大器12的共模反馈信号取自"电压跟随器"有源负载晶体管 Q3和Q4的发射极。这个配置比图4中所示的普通实施方式更稳定。 适当的是，与图4和现有技术图1中的相同的参考数字用于表示相同 的或相似的部分。
0044参考图6，运算放大器10A的输入级4包括发射极耦合的 NPN输入晶体管Ql和Q2，它们的基极分别耦合到Vin-和Vin+。它们 的发射极由导线14连接到尾电流源10的一个端子，尾电流源10的另 一端子连接到VEE。输入级4还包括PNP有源负载晶体管Q3和Q4 以及负反馈电阻器RO和Rl。输入晶体管Q1的集电极由导线2A连接 到有源负载晶体管Q3的集电极，有源负载晶体管Q3的发射极被连接 到负反馈电阻器R0的一个端子，负反馈电阻器R0的另一端子连接到 VCC。输入晶体管Q2的集电极由导线2B连接到有源负载晶体管Q4 的集电极，有源负载晶体管Q4的发射极连接到负反馈电阻器R1的一 个端子，负反馈电阻器Rl的另一端子连接到VCC。有源负载晶体管 Q3和Q4的发射极分别由电容器C0和Cl耦合，而反馈电阻器R5耦 合到共模反馈放大器12的一个输出端。有源负载晶体管Q3和Q4的 基极由导线9B连接到共模反馈放大器12的另一个输出端，因此包括 晶体管Q3和Q4的有源负载电路从共模电压放大器12接收共模反馈 输入信号。
0045运算放大器10A的第二级8包括PNP输入晶体管Q5和 Q6以及NPN有源负载晶体管Q7和Q8。输入晶体管Q5和Q6的发射 极由导线3连接到尾电流电阻器R2的一个端子，以便为共模电压放大 器12提供共模反馈输入。尾电流电阻器R2的另一端子被连接到VCC。
输入晶体管Q5的集电极由导线21连接到NPN有源负载晶体管Q8的 集电极和基极以及NPN有源负载晶体管Q7的基极，有源负载晶体管 Q8和Q7的发射极连接到VEE。输入晶体管Q5的基极通过导线2A连 接到输入级4的输出端。输入晶体管Q5的基极还连接到补偿电容器 C2的一个端子，补偿电容器C2的另一端子被连接到VCC。输入晶体 管Q6的基极通过导线2B连接到输入级4的另一输出端并且还连接到 补偿电容器C3的一个端子，补偿电容器C3的另一端子被连接到Vout 导线13。
0046共模反馈放大器12的第一个实施方式包括作为放大器被 连接的电阻器R3、晶体管Q9和电流源12，其中晶体管Q9的发射极 为同相(+ )输入端，由导线9A连接到反馈电阻器R5的晶体管Q9的 基极为反相(-)输入端。晶体管Q10的集电极和基极被连接到晶体管 Q9的基极。晶体管Q9的集电极连接到共模反馈放大器12的输出9B。 在这个实施方式中，连接成二极管的QIO、电阻器R4和电流源I1形 成(-)输入端的偏置电路，在输入晶体管Q9的基极上产生偏置电压 (等于VCC减去I1乘以R4减去晶体管Q10的VBE)。
0047在共模反馈放大器12的第二个实施方式中，如虚线99A 所指示的，反馈电阻器R5的右端可从导线9A断开并直接连接到晶体 管Q10的发射极，晶体管Q10变成另一个输入晶体管。在这种情况下， 输入晶体管Q10的发射极为共模增益放大器12的(-)输入端。上述 共模反馈放大器12的第一个和第二个实施方式的性能基本相同。
0048PNP输入晶体管Q9的发射极为共模反馈放大器12的(+ ) 输入端，并且被连接到共模反馈导线3。晶体管Q9的发射极还连接到 发射极跟随者电阻器R3的一个端子，电阻器R3的另一端子被连接到 VCC。在上述的第一个实施方式中，晶体管Q9的基极是共模反馈放大 器12的反相(-)输入端。共模电压放大器12还包括连接成二极管的 PNP晶体管QIO。晶体管Q9的集电极连接到导线9B和由电流源12 表示的负载器件的一个端子，电流源I2的另一端子被连接到VEE。晶 体管Q9的基极被连接到PNP晶体管Q10的基极和集电极，晶体管Q10 的发射极由电阻器R4耦合到VCC。晶体管Q10的基极和集电极由导 线9A连接到反馈电阻器R5的一个端子和为共模增益放大器12提供
偏置条件的电流源Il的一个端子，电流源Il的另一端子被连接到VEE。 反馈电阻器R5的另一端子由导线9C连接到电容器C0和Cl各自的一 个端子，电容器C0的另一端子被连接到有源负载晶体管Q3的发射极， 并且电容器C1的另一端子被连接到有源负载晶体管Q4的发射极。
0049在操作中，电阻器R0和Rl为有源负载晶体管Q3和Q4 提供发射极负反馈，并且尾电流源I0为第一级4提供偏置。电流源Il、 12和电阻器R3和R4确定共模反馈放大器12的工作点，并且第二级8 的尾电流由电阻器R2或其他适当的电流源来确定。电容器C2和C3 提供主运算放大器10A的频率补偿。电阻R5和R4的比确定共模反馈 放大器12的增益。电容器C0和Cl是图4中单一电容器CO的等效实 施。如图6所示由于电容器C0和C1插入在反馈环中，共模反馈放大 器的高频增益(即l+R5/R4)继续提高共模反馈环的带宽，但由于在 低频时电容器C0和Cl是DC开环电路，因此共模反馈放大器12的 DC增益更高。这使得第二级和受控电流源的工作点可被独立地设置。 电阻器R4和R5和电容器C0和C1共同确定共模反馈环的频率补偿量。 当提供放大器12的低输出阻抗和更高的共模反馈环增益时，受控有源 负载晶体管Q3和Q4的发射极电压在它们的基极跟踪导线9B上的共 模反馈控制电压。注意关于共模反馈环的操作，有源负载晶体管Q3和 Q4的作用就像电压跟随器。
0050然而，应理解在运算放大器10A的实际实施方式中有很 多方法可以闭合包围共模反馈放大器的增益建立反馈环。
0051反馈电阻器R5的左端不应该直接连接到高阻抗的导线 9B，因为这样会限制放大器电路系统Q9、 R3、 12的增益。替代地， 反馈电阻器Q5的左端可通过电容器CO和Cl耦合到晶体管Q3和Q4 的低发射极阻抗，晶体管Q3和Q4起到电压跟随器缓冲级的作用。这 可防止共模反馈放大器12的增益由于反馈电阻器R5增加其输出(即 导线9B)的负荷而被降低。
0052在运算放大器IOA的一个实施例中，可选的电流镜18包 括连接成二极管的PNP电压限制晶体管Qll，晶体管Qll的基极和集 电极被连接到输入晶体管Q3的发射极。如果在负反馈电阻器R0和Rl 两端出现大的电压降则这个实施例是有利的，使用传统的AB类输入
级代替图6所示的普通输入级就是这种情况。电压限制晶体管Qll的 基极和集电极被连接到PNP电流镜输出晶体管Q12的基极，晶体管 Q12的集电极被连接到共模反馈导线9B。晶体管Qll和Q12的发射极 被连接到VCC。相似地，可选的电流镜19包括连接成二极管的PNP 电压限制晶体管Q13，晶体管Q13的基极和集电极被连接到输入晶体 管Q4的发射极。电压限制晶体管Q13的基极和集电极被连接到PNP 电流镜输出晶体管Q14的基极，晶体管Q14的集电极被连接到共模反 馈导线9B。晶体管Q13和Q14的发射极被连接到VCC。
0053如果采用AB类输入级而不使用连接成二极管的晶体管 Qll和Q13，则由AB类输入级的大峰值输出电流引起的在负反馈电阻 器R0和Rl两端的大电压摆动会降低第二级中的信号线性并且限制它 的动态范围。AB类输入级可导致流过负反馈电阻器R0或Rl的峰值 电流比流过输入级的每个输入晶体管的电流峰值量大得多(即大10到 100倍)。(AB类输入级通常用于需要非常高压摆率的放大器类型。) 如果采用AB类输入级而不使用连接成二极管的晶体管Qll和Q12， 那么如果在输入信号Vin+和Vin-之间存在大的差值则导线9B上的电 压会是共模反馈环内完全失真的信号。在导线2A和2B上的电压将跟 踪导线9B上的非线性的即失真的信号并且将失真的电压信号施加到 输入晶体管Q5和Q6的基极。这将损失输出信号Vout的失真。
0054然而，借助如上述连接的共模反馈放大器12，导线9B上 的电压可以被很好地控制。共模反馈放大器12抑制并且极大减少通过 导线2A和2B施加于第二级8的输入端的共模电压摆动和非线性信号 分量。这导致极大减少放大器输出信号Vout中的THD。
0055为解决这个问题，提供连接成二极管的晶体管Qll和Q13 作为分别连接在负反馈电阻器RO和Rl两端的电压限制器，以防止晶 体管Q3和Q4饱和。此外，将晶体管Q12和Q14连同晶体管Q11和 Q13—起连接以形成电流镜18和19，如图6所示，当从正使用的AB 类输入级流入到晶体管Q3和Q4中的大的瞬时电流把连接成二极管的 晶体管Qll和Q13导通时，电流镜18和19实际上为共模反馈环提供 必要的频率补偿。
0056由于连接成二极管的晶体管Q11和Q13是截止的，因此
大多数时间没有电流流过晶体管Q12或Q14，因为没有足够的电流流 过使负反馈电阻器R0和Rl两端产生足够大的电压降来将连接成二极 管的晶体管Q11和Q13导通。然而，当放大器10A包括AB类输入级 并且进入转换模式，这使得流过负反馈电阻器R0的峰值瞬时电流足够 大以至于导通连接成二极管的晶体管Qll和Q13。如果没有电流镜输 出晶体管Q12和Q13带来的好处，那么共模环就变得不稳定并且难以 补偿。然而，使用电流镜18和19就把包含晶体管Q3和Q4的有源负 载电路转换成一种具有低增益的电流放大器，这种电流放大器更容易 补偿。当晶体管Qll和Q13导通时，晶体管Q3和Q4仅被微弱地负 反馈，并且负反馈系数接近晶体管Q11和Q13完全导通时的一半。负 反馈系数是使用负反馈电阻器设置的gm与晶体管本身(不带负反馈电 阻器)的gm的比率。通常，对于双极型晶体管实施方式，负反馈系数
可视为由表达式(VDEGEN/VT) +1给定，其中VoEGEN是负反馈两端的
电压降，而VT等于KT/q (对硅来说是26毫伏)。
0057因此，在导线9B上的瞬时共模反馈电压期间，晶体管 Q3和Q4的跨导(其突然变高)和共模反馈放大器12跨导的组合使得 共模反馈环具有很宽的带宽。因此需要附加频率补偿，并且附加频率 补偿由PNP电流镜输出晶体管Q12和Q14来提供，这使得包括晶体管 Q3和Q4的有源负载电路系统也起到部分威尔逊电流镜(在晶体管Qll 和Q13导通时且电流增益有限)的作用，而不减少它们起到作为输入 晶体管Q1和Q2的有源负载电路的作用。就是说，当晶体管Q3、 Qll 和Q12以及Q4、 Q13和Q14全部导通时，它们在共模反馈环中形成 威尔逊电流镜，流过导线9B的共模反馈环输入电流被施加作为晶体管 Q3和Q4基极的输入。威尔逊电流镜的增益是晶体管Q12和Qll的发 射极面积和晶体管Q14和Q13的发射极面积的比率。共模反馈环的带 宽因此由与晶体管Q9有关的共模反馈放大器跨导来确定，该共模反馈 放大器跨导由电流镜增益(即晶体管Ql 1的发射极面积除以晶体管Q12 的发射极面积)和电容器C2和C3的电容值放大。
0058本发明然后通过第一增益级电流镜18和19允许调整共模 环的带宽，以产生运算放大器10A的更快速建立，而不减少在有源负 载晶体管Q3和Q4中的负反馈量，并且同时使用共模反馈保持输入级4平衡。
0059不同于现有技术，可对共模反馈环的带宽进行调整而不受 有源负载的负反馈量的影响。结果是和典型现有技术运算放大器相比 的Vout的更快建立，如图5A和5B所示。
0060此外，因为上述的理由，本发明提供所述运算放大器的改 善的THD。
0061虽然己说明互补双极型晶体管实施方式，但本发明同样可 应用于CMOS实施方式。同样地，虽然所述的实施例利用运算放大器， 但本发明通常可应用于其他类型的差分放大器。此外，和本发明相关 的领域的技术人员应理解在不偏离要求保护的本发明范围的情况下可 以对所述示例实施例做其他各种添加、删除、替代和修改。
权利要求
1.一个放大器，包括包括差分耦合的第一和第二输入晶体管和受控有源负载电路的第一级；包括差分耦合的第三和第四输入晶体管和负载电路的第二级，所述第一级的第一输出端被耦合到所述第二级的第一输入端，所述第一级的第二输出端被耦合到所述第二级的第二输入端；和具有被耦合的以便从所述第二级接收共模信号的第一输入端的共模反馈放大器，所述共模反馈放大器用于在所述受控有源负载电路的控制输入端上产生已放大的共模信号，从而提供所述第二级的输出的快速建立而基本上不增加放大器噪声。
2. 如权利要求1所述的放大器，其中所述第一级的所述受控有源负 载电路包括第一和第二有源负载晶体管，其各自具有被耦合的以接收所 述已放大的共模信号的控制电极。
3. 如权利要求2所述的放大器，其中所述第一和第二输入晶体管是 NPN晶体管，其发射极被耦合到第一尾电流源并且基极被耦合以分别接 收第一和第二输入信号，并且其中所述第一和第二有源负载晶体管是 PNP晶体管，所述第一输入晶体管的集电极被耦合到所述第一有源负载 晶体管的集电极，所述第二输入晶体管的集电极被耦合到所述第二有源 负载晶体管的集电极，所述第一有源负载晶体管的发射极被耦合到第一 负反馈电阻器和被耦合到第二负反馈电阻器的所述第二有源负载晶体管 的发射极。
4. 如权利要求2或3所述的放大器，其包括分别耦合到所述第一和 第二有源负载晶体管的发射极的第一和第二电压限制晶体管。
5. 如权利要求2或3所述的放大器，其中所述第一级包括第一电流 镜，所述第一电流镜包括第一连接成二极管的晶体管，其具有被耦合到 所述第一有源负载晶体管的第一电极和第一电流镜输出晶体管的控制电 极的控制电极，所述第一电流镜输出晶体管的第二电极被耦合到所述第 一和第二有源负载晶体管的所述控制电极，并且其中所述第一极还包括 第二电流镜，所述第二电流镜包括第二连接成二极管的晶体管，其具有 被耦合到所述第二有源负载晶体管的第一电极和第二电流镜输出晶体管 的控制电极的控制电极，所述第二电流镜输出晶体管的第二电极被耦合 到所述第一和第二有源负载晶体管的所述控制电极，以对所述放大器的 共模反馈环提供补偿。
6. 如权利要求3所述的放大器，其中所述第三和第四输入晶体管是 PNP晶体管，并且其中所述第二极的所述负载电路包括均为NPN晶体管 的第三和第四有源负载晶体管，所述第三和第四输入晶体管的发射极被 耦合到第二尾电流源并且在所述共模反馈放大器的所述输入端上产生所 述共模信号'，所述第三输入晶体管的基极被耦合到所述第一输入晶体管 的所述集电极，所述第四输入晶体管的基极被耦合到所述第二输入晶体 管的所述集电极，所述第三输入晶体管的集电极被耦合到所述第三有源 负载晶体管的基极和集电极和所述第四有源负载晶体管的基极，所述第 四有源负载晶体管的集电极被耦合到所述第四输入晶体管的集电极，所 述第三和第四有源负载晶体管的发射极被耦合到第一电源电压。
7. —种运算放大器，其可工作来减小所述运算放大器的输出建立时 间而基本不增加运算放大器噪声，所述运算放大器包括包括差分耦合的第一和第二输入晶体管和受控有源负载电路的第一级；用于将所述第一级产生的差分输出信号耦合到第二级(8)的差分输 入端的装置，所述第二级包括差分耦合的第三和第四输入晶体管和负载 电路；禾口用于放大所述第二级的共模信号以在所述受控有源负载电路的控制输入端上产生己放大的共模信号的装置。
8. —种操作运算放大器来减少所述运算放大器的输出建立时间而基 本不增加运算放大器噪声的方法，所述方法包括提供包括差分耦合的第一和第二输入晶体管和受控有缘负载电路的 第一级；将由所述第一级产生的差分输出信号耦合到第二级的差分输入端， 所述第二级包括差分耦合的第三和第四输入晶体管和负载电路；和放大所述第二级的共模信号，以便在所述受控有源负载电路的控制 输入端上产生己放大的共模信号。
9. 如权利要求8所述的方法，其包括在所述差分耦合的第三和第四 输入晶体管的共同电极上产生所述共模信号。
10. 如权利要求8或9所述的方法，其包括通过放大电路系统对所 述共模信号进行放大，所述放大电路系统包括具有接收所述共模信号的 第一电极的第一晶体管，和耦合到所述受控有源负载电路中的有源负载 晶体管的控制电极的控制电极。
11. 如权利要求8或9所述的方法，其包括操作包含第一连接成二 极管的晶体管和第一电流镜输出晶体管的第一电流镜，以通过响应所述 第一负反馈电阻器两端的过电压，导通所述第一连接成二极管的晶体管 而限制被耦合到所述受控有源负载电路中的第一有源负载晶体管的第一 电极的第一负反馈电阻器两端的电压降，减少所述已放大的共模信号的 变化，所述第一有源负载晶体管具有被耦合到所述受控有源负载电路的 所述控制输入端的控制电极，所述方法包括响应由所述过电压产生的在 所述第一连接成二极管的晶体管中的电流，在所述第一电流镜输出晶体 管中产生镜像的电流，并且将所述镜像的电流引入到被耦合到所述受控 有源负载电路的所述受控输入端的导线中。
全文摘要
一个放大器(10)包括第一级(4)，所述第一级包括差分耦合的第一和第二输入晶体管以及受控有源负载电路。第二级(8)包括差分耦合的第三和第四输入晶体管以及负载电路。所述第一级的第一输出端(2A)被耦合到所述第二级的第一输入端，所述第一级的第二输出端(2B)被耦合到所述第二级的第二输入端。共模反馈放大器(12)具有被耦合的以便从所述第二级接收共模信号(3)的输入端，所述共模反馈放大器用于在所述受控有源负载电路的控制输入端产生经放大的共模信号(9)，从而提供所述第二级的输出(Vout)的快速建立而基本不增加放大器噪声。
文档编号H03F3/45GK101180793SQ200680018043
公开日2008年5月14日 申请日期2006年5月24日 优先权日2005年5月24日
发明者H·舍提哈迪, S·V·阿勒尼恩 申请人:德克萨斯仪器股份有限公司