发送装置和发送功率控制方法

专利名称：发送装置和发送功率控制方法
技术领域：
本发明涉及利用了功率放大器(以下，称为PA)的发送装置和发送功率控制方法。
背景技术：
图1表示使用了极化调制方式的典型的发送装置的例子。发送装置具有
极化信号生成电路l、振幅控制电路2、相位调制信号生成电路3和PA4。在该发送装置中，极化信号生成电路1根据输入信号(也就是发送调制信号)生成有关发送调制信号的振幅以及相位的信号。振幅控制电路2基于振幅分量信号而控制对PA4供给的电源电压，相位调制信号生成电路3基于相位分量信号生成被输入到PA4的相位调制信号。
实际上，该发送装置通过将PA4在压缩模式(compressed mode )和非压缩模式(uncompressed mode)之间进行切换，确保发送功率的动态范围(dynamic range)。另外，也可以将压缩模式称为饱和动作模式，将非压缩模式称为非饱和动作i^莫式。
该发送装置在被要求较高的发送功率时，使PA々以压缩模式动作。另一方面，发送装置在被要求较低的发送功率时，使PA4以非压缩模式动作。具体而言，在压缩模式时，发送装置通过根据振幅分量信号改变提供给PA4的电源电压，进行振幅调制。本质上，该压缩模式的输出功率变动(drift,漂移)非常少。另一方面，在非压缩模式下，发送装置以输出功率变动(漂移)比压缩模式大的状态使PA4动作。
在现有的发送装置中，在进行发送功率控制时，在压缩模式(C模式)和非压缩模式(U模式)之间进行切换的情况下，各个模式的特性的差异(温度引起的变动、时效变化引起的变动、负荷变动等)成为原因，发送功率有可能发生最大超过5dB的变动。
利用图2简单地说明该情形。在图2中表示以下的情形，在压缩模式下的输出功率比较正确，而在非压缩模式下的输出功率，由于温度引起的变动、时效变化引起的变动、负荷变动等的变动而发生变化。
如图2所示，非压缩才莫式的输出功率由于各种原因而易于变动，因此在压缩模式和非压缩模式之间进行切换的情况下，输出功率不连续的可能性较高，其结果发生较大的发送功率的变动的可能性较高。
另外，作为正确进行发送功率控制的方法，还有测定实际的功率放大器的输出功率，反馈控制输出功率以使该测定值与设定目标值相等的方法。
一般而言，在该反馈控制中，采用以下方法使用低通滤波器，从功率放大器的输出中去除起因于发送数据的调制变动分量。然后，基于去除了调制变动分量后的所谓平均发送功率与设定目标值之间的误差，对发送功率进行调整。

发明内容
发明需要解决的问题
这里，可考虑如果将低通滤波器的时间常数设定为越大的值，则能够去除越多的调制分量等变动分量，所以能够进行精度更高的发送功率控制。
然而，将低通滤波器的时间常数设定为越大的值，低通滤波器的响应性自然越恶化，所以反馈控制的跟踪性随之恶化。根据无线通信标准，有时要求在非常短的期间完成发送功率控制，所以实际上无法将低通滤波器的时间常数设定得太大。
因此，在现有的这种发送装置中，必须基于调制变动分量残余了某些程度的测定结果，控制发送功率，从而发送功率控制的4青度相应地降低。
另一方面，根据通信标准，也规定了对于发送功率的误差的限制。例如，3GPP ( 3rd Generation Partnership Project,第三代合作伙伴计划)25.101中，要求发送功率的误差满足图3 ~图5所示的必要条件。
以下详细地说明。以普及UMTS和W - CDMA标准为目的的标准母体即3GPP，要求根据来自基站的TPC命令，移动终端以离散的步长(例如+/
-ldB、 +/-2dB、 +/-3dB.......)增减输出功率。UMTS标准也指定在某
一特定的容许范围内实行这些功率增减步长(step)。
例如，如图3的表所示，在使输出功率以+/-ldB步长(增减)的TPC
以内。于是，例如，若移动终端的发送装置在输出功率为0dBm时动作，并接收了"r，的tpc命令，则移动终端的发送装置需要进行调整，以使发送功
率收纳在+0.5dBm 1.5dBm的范围以内。在为更大的步长大小(step size)即2dB和3dB的步长大小的情况下，容许+/ - ldB和+/ - 1.5dB这样的更宽的容许范围。
如图5的表所示，在3GPP UMTS标准中，也对功率命令组规定累计性的容许范围。例如对于由ldB的步长大小构成的IO个TPC命令，它们都分别同样地要求输出功率电平在目标输出功率电平的+/ - 2dB以内。
从图3的表的一览以及图4可知，对于一个TPC命令最严格的步长大小为与表示+/- ldB的TPC命令(要求+/-0.5dB的容许)对应的步长大小。
基于上述内容，对这种发送装置，期望维持反馈控制的快速性，并且高精度地控制发送功率。
本发明的目的在于，提供能够维持反馈控制的快速性，并且高精度地控制发送功率的发送装置和发送功率控制方法。
解决问题的方案
本发明的发送装置，具有使功率放大器在压缩模式下进行动作的模式以及在非压缩模式下进行动作的模式，该发送装置所采用的结构包括滤波器，对所述功率放大器的输出进行波形整形；模拟数字变换单元(analog digitalconverter),通过对压缩模式时的滤波信号进行采样，并且以与所述压缩模式时的滤波信号的相位相同的相位对非压缩模式时的滤波信号进行采样，从而获得各个模式的输出功率数据；以及发送功率控制单元，基于通过所述模拟数字变换单元得到的所述各个模式的输出功率数据，控制模式变更时的所述功率放大器的输出功率。
发明的效果
根据本发明，可以提供能够维持反馈控制的快速性，同时高精度地控制发送功率的发送装置和发送功率控制方法。


图l是表示现有的发送装置的结构例的方框图。
图2是用于说明模式切换引起的发送功率的变动(输出功率的不连续)的图。
图3是表示3GPP UMTS标准的、对于各个输出功率步长大小命令的功率控制容许值。
图4是汇总容许步长大小的图。
图5是表示3GPP UMTS标准的、对于各组的功率命令的累计性的功率
控制容许值的图。
图6是表示本发明实施方式1的极化调制发送装置的结构的方框图。
图7是表示设置在发送功率控制单元的缩放系数组的情形的图。
图8是用于说明极化调制发送装置的动作的功率设定流程图。
图9是用于说明将图8和图12的功率设定流程适用于HSDPA通信的情
况的图。
图IO是表示检测电路的输出波形的图。图ll是表示LPF的输出波形的图。
图12是用于说明极化调制发送装置的动作的功率设定流程图。
图13是用于说明实施方式2的功率设定处理的图。
图14是表示实施方式3的极化调制发送装置的结构的方框图。
图15是用于说明ADC输出功率的平均值变动的图。
图16是用于说明振幅分量信号的输出功率的平均值变动的图。
图17是表示作为平均化单元的结构例的FIR滤波器的连接图。
图18是表示作为平均化单元的结构例的IIR滤波器的连接图。
图19是在一帧中表示各个码元的特定的区间的、PA的输出功率的平均
值的变动的情形的图。
图20是在一帧中表示各个码元的特定的区间的、振幅分量信号的输出功
率的平均值的变动的情形的图。
图21是用于说明在LPF的输出波形的平均值的变动、与振幅分量信号
的平均值的变动之间存在相关关系的图。
图22是用于说明LPF的输出波形的平均值的变动、与振幅分量信号的
平均值的变动之间的相关系数的算出方法的流程图。
图23是用于说明当前的模式为压缩模式时的极化调制发送装置的动作
的流程图。
图24是用于说明当前的模式为非压缩模式时的极化调制发送装置的动作的流程图。
图25是用于说明在图23以及图24的流程中使用的参数的图。
具体实施方式
(实施方式1) (1 )整体结构
图6表示本发明的实施方式1的极化调制发送装置(polar modulation transmitter)的结构。极化调制发送装置100包括扩频单元(spreading section) 110 、才及化信号生成电路(polar signal generation circuit) 101、相位调制 信号生成电路(phase modulated signal generation circuit) 102、 功率放大器 (PA) 103、振幅控制电路(amplitude control circuit) 104、由可变增益放大器 (VGA)和/或衰减器构成的可变放大器(variable amplifier) 105、功率校正环 (alignment loop ) 120 、以及采样控制单元111。
功率校正环120包括检测PA103的输出功率的检测电路(detector)106、 发送功率(power)控制单元107、 LPF108、以及ADC109。
扩频单元110通过扩频码对输入信号(正交调制信号)进行扩频，并将其 输出到极化信号生成电路101。例如，在生成HSUPA(High Speed Uplink Packet Access)信号的情况下，扩频单元110对DPDCH信号、DPCCH信号、HS-DPCCH信号、以及E-DPCCH信号，分别乘以扩频码Cd、 Cc、 Chs、 Ced 以及Cec ，并调整作为增益因子的Beta ratio c (Be ) 、 Beta ratio d (Bd)、 Beta ratio hs (Bhs )、 Beta ratio ed ( Bed )、以及Beta ratio ec ( Bee )，由此生成HSUPA 信号，并将所生成的HSUPA信号输出到极化信号生成电^各101。
极化信号生成电路101根据输入信号生成振幅分量信号和相位分量信 号。具体而言，极化信号生成电路101根据来自扩频单元110的输入信号动
作，生成包含了输入信号的振幅信息的包络线分量信号(振幅分量信号)、以 及包含了输入信号的相位信息的恒定包络线分量信号(相位分量信号)。包络 分量信号沿着振幅路径输入到振幅控制电路104，恒定振幅的相位分量信号 输入到相位调制信号生成电路102。
相位调制信号生成电路102根据相位分量信号生成RF相位调制信号。 可变放大电路105基于由PAL 120获得的相位路径缩力欠系H (Phase-path magnitude scaling) S10, 使RF相位调制信号放大或者衰减，将由此缩放后 的RF相位调制信号提供给PA103的RF信号输入端子。
振幅控制电路104通过将来自发送功率控制单元107的振幅路径缩放系数(AM-path envelope scaling ) Sll与振幅分量信号相乘，形成PA103的电源 电压，并将其^是供给PA103的电源输入端子。
检测电路106例如由PIN二极管或者其它半导体^全测器构成，用于检测 PA103的输出功率。
LPF108例如由RC电路构成，用于通it^j" PA103的输出功率的检测结果 进行积分而得到PA103的输出功率的平均值。
ADC109根据采样控制单元111的控制，对LPF108的输出结果进行采样。 将在后面论述该采样的控制。
发送功率控制单元107通过LPF108以及ADC109,输入检测电路106 的输出。另外，发送功率控制单元107输入发送功率控制信号(发送功率控制 命令)。
发送功率控制单元107基于发送功率控制信号和PA103的输出功率的平 均值，决定极化调制发送装置100的发送功率的设定发送功率，从而控制极 化调制发送装置100的发送功率。
在决定了设定发送功率后，发送功率控制单元107通过将振幅路径缩放 系数输出到振幅控制电路104，将相位路径缩放系数输出到可变放大电路 105,控制PA103的电源电压以及PA103的输入信号(RF相位调制信号)电平。
发送功率控制单元107通过对将发送功率控制信号作为地址(address) 而参照表所得到的缩放系数的原来的值、以及根据PA103的输出功率的平均 值求出的缩放系数的校正值进行合计，算出最终的缩放系数S10和Sll。
也就是说，本实施方式的发送功率控制单元107具有使TPC命令与缩放 系数关联对应的表(以下将其称为功率表)。
图7表示在发送功率控制单元107中所设置的功率表的缩放系数组(set) 的情形。在压缩模式下，极化调制发送装置100的输出功率通过提供给PA103 的集电极(或者漏极)节点(node)的振幅调制后的电源电压来控制，另一 方面，恒定振幅的相位调制RF信号的功率保持为恒定。在非压缩模式下， 对于PA103的输出功率而言，将与振幅路径的包络线相乘的缩放系数维持为 恒定，同时使与在相位路径的驱动信号相乘的缩放系数变化，由此控制功率。 但是，无论在哪种动作模式中，都无需将不用于功率控制的一方的缩放系数 (在压缩模式的情况下，为与相位调制RF信号相乘的相位路径缩放系数；在非压缩模式的情况下，为与振幅路径的包络线相乘的振幅路径缩放系数) 维持为恒定，也可以为了功率放大器的输出的失真特性和噪声特性的改善、 或者进行输出功率的校正而对其进行调整。
实际上，如图7所示，发送功率控制单元107具有压缩模式用的缩放系 数组和非压缩才莫式用的缩放系数组。在本实施方式的情况下，压缩;f莫式用的 缩放系数组和非压缩模式用的缩放系数组在模式转移区域中设有重叠 (overlap)区域。
重叠区域是，在无论选择了压缩模式还是非压缩模式的哪种模式的情况 下，都能够生成所需的输出功率的范围。以下具体地说明，虽然实际上，若 具有如图7中的实线所示的振幅路径缩放系数与相位路径缩放系数，则能够 实现压缩模式与非压缩模式，但是在本实施方式的情况下，通过除了以实线 表示的缩放系数组，还具有以虚线表示的缩放系数组，扩展压缩模式的区域 以及非压缩模式的区域，从而设置在压缩模式以及非压缩模式的任一种模式 下都能够使PA103动作的重叠区域。
校正(calibration)区域是，在模式转移时有可能发送功率发生不连续，因 而具有需要校正的可能性的输出功率范围。在本实施方式中，在该校正区域 中，选择使发送功率不发生不连续的缩放系数S10和Sll，从而进行PA1(B
的模式切换。
这样，根据由发送功率控制单元107算出的缩放系数，决定PA103以压
缩模式动作还是以非压缩模式动作。
以下说明一例缩放系数的算出方法。设功率表内的缩放系数如表1所示。
表l 一例在功率表中所存储的数据组
地址输出功率电平相位路径缩振幅路径缩
设定值放系数放系数
001-11 dBm90100
002- 10dBm100100
003-9dBm110100
004_ 8犯m120100
100
这里，说明以下情况的相位路径缩放系数的算出方法，即在非压缩模式
下正进行动作的极化调制发送装置IOO"将相位路径缩放系数设定为100并使 PA103以-lOdBm输出，，时，发送功率控制单元107进行动作，并且判断为"由
ii于与压缩模式动作下的输出功率电平之间的电平差为0.3dBm,所以提高 PA103的输出功率"。
根据表1，作为从非压缩模式动作时的相位路径缩放系数"100，，的变化量， 加上相当于输出功率电平的增加量"+ 0.3dBm"的相位路径缩放系数的增加量 "+ 3"，使相位路径缩放系数为"103"。
另夕卜，在将PA103的输出提高相当于"十ldBm，，的情况下，也可以不进行 上述的算出，而直接参照与存储了缩放系数"100"的"地址002"相邻的"地址 003"。
在本实施方式的情况下，功率校正环120的4全测电路106、 LPF108以及 ADC109只在必要的情况下进行动作。具体而言，发送功率控制单元107基 于所输入的TPC命令，将通断(on/off)控制信号S20输出到检测电路106、 LPF108以及ADC109。例如，如图4所示，在TPC命令为表示如ldB、 2dB、 3dB等容许值较严格的目标步长大小的TPC命令的情况下，输出接通控制信 号作为开关控制信号S20。相对于此，在TPC命令为表示如4dB以上的容许 值不严格的目标步长大小的TPC命令的情况下，输出关断控制信号作为开关 控制信号S20。通过这样处理，能够使功率校正环120只在实质上需要的情 况下才进行动作，因此能够降低功耗。
如以上说明，本实施方式的极化调制发送装置IOO通过功率校正环l20 测定PA103的输出功率，同时选择振幅路径缩放系数Sll以及相位路径缩放 系数SIO,由此能够抑制在发送功率变更时的PA103的输出功率的不连续(特
别是模式转移时的不连续)。 (2)采样控制
如上所述，为了正确进行发送功率控制，采用了测定实际的PA103的输 出功率，反馈控制输出功率以使该测定值与设定目标值相等的方法。
LPF108 ^皮设置以抑制由检测电路106得到的PA103的输出功率的^^测 <直的变动。
但是，如将LPF108的截止(cutoff)频率设定得过高，则无法充分地抑制 变动。相反地，如将截止频率设定得过低，则在功率的调整后LPF108的输 出稳定为止需要较长的时间，难于例如在3GPP的标准所规定的时间内完成 功率控制。附带说明的是，在3GPP的标准中，要求在从码元边界的士25psec 内完成功率控制。为了满足该要求，LPF108的时间常数(time constant)需要为数psec左右以下。实际上，LPF108的时间常数设定得可消除调制信号 的瞬时包络变动的程度即可。截止频率可考虑优选数十kHz-数百kHz的范 围。在本实施方式中，作为一例将截止频率设为300kHz。
因此，在LPF108的输出中，残余有无法通过LPF108完全去除的变动分 量。该变动分量依据起因于在扩频单元110中使用的扩频码的图案(pattern) 的、扩频调制信号的基本周期(扩频码的码片速度)。
因此，采样控制单元111控制ADC109的采样，以使在残余有变动分量 的情况下，也能够正确地求平均发送功率与设定目标值之间的误差。
具体而言，采样控制单元111获得与起因于扩频单元110中所使用的扩 频码的图案的、扩频调制信号的基本周期有关的信息(以下，有时称为基本周 期信息)。采样控制单元111生成与起因于扩频码的图案的、扩频调制信号的 基本周期相应的采样周期信息。另外，采样控制单元lll基于基本周期信息， 确定在LPF108的输出中周期性地出现的峰值的出现候补定时，并获得该峰 值出现候补定时以外的定时作为采样开始定时。然后，采样控制单元111将 包含所生成的采样周期信息和采样开始定时的采样控制信号输出到 ADC109。
ADC109以与来自采样控制单元111的采样控制信号相应的、采样开始 定时和采样周期，对LPF108的输出进行采样，并将采样信号输出到发送功 率控制单元107。
(3)极化调制发送装置100的动作
接下来，参照图6至图12说明具有上述结构的极化调制发送装置100 的动作。
按照图8所示的功率设定流程，说明当前的模式为压缩模式的情况。 首先，获得从基站(未图示)发送来的发送功率控制信号(例如，TPC)所指 定的、功率调整值AP(步骤S201)，判定功率调整值AP是否为0以上，也就 是说，发送功率控制信号表示发送功率的UP(提高)或KEEP(维持)，还是表示
DOWN(降低)(步骤S202)。
在功率调整值AP小于0时(步骤S202:"否，，)，判断为由发送功率控制信 号指示发送功率的降低，判定作为降低了发送功率的结果，模式是否变化为 非压缩模式(步骤S2(X3)。
在有模式的切换时(步骤S203:"是")，在步骤S204中检测电路106变成启动状态，检测电路106的输出即PA103的输出功率的检测结果通过LPF108 进行了波形整形并输出。
这里，如图IO所示，可知检测电路106的输出在其电压为O[V]附近的 值以及与其相比较大的值(在该图中，0.35[V]附近)，周期性地变动。该检测 电路106的输出电压变动的周期性起因于基于正交调制信号的扩频时所使用 的扩频码的图案的扩频调制信号的基本周期。在该图中，检测电路106的输 出电压变动呈现8码片周期(也就是说，在8码片的期间为O[V]附近的值而在 其下一个的8码片的期间为0.35[V]附近的值)，或者呈现其一半的4码片周 期。另外，在8码片持续HIGH(高)的情况，或者在8码片持续LOW(低)的情 况有可能在码元间的边界附近发生。
图11表示对该检测电路106的输出进行波形整形后的LPF108的输出。 对LPF108要求其输出电压收敛在规定的范围(以下，有时称为"收敛目标范围，，) 之内。如图11的A所示，在LPF108的输出中，除了收敛在5dB的范围(这 里，与收敛目标范围对应)的部分，即后级的发送功率控制单元107中的利用 对象部分之外，出现超过收敛目标范围10dB以上的峰值。
如图11的A所示，该发送功率控制单元107中的利用对象部分具有周 期性(即规定的频率)。该周期性与起因于正交调制信号的扩频时所使用的扩频 码的图案的扩频调制信号的基本周期本身对应。
另外，如图11的B所示，LPF108的输出中出现的峰值具有规则性地出 现。基于起因于上述正交调制信号的扩频时所使用的扩频码的图案的扩频调 制信号的基本周期，能够确定该峰值的出现候补定时。具体而言，峰值的出现。
返回到图8的流程，在步骤S205-步骤S209中，通过ADC109进行 LPF108的输出的采样。
这里，发送功率控制单元107中的利用对象样本为LPF108的输出中收 敛在规定范围的部分，所以ADC109需要避开峰值进行采样。因此，采样控 制单元111生成与起因于扩频码的图案的、扩频调制信号的基本周期相应的 采样周期信息，并且获得所确定的峰值的出现候补定时以外的定时作为采样 开始定时，并利用包含采样周期信息和采样开始定时的采样控制信号，控制 ADC109的采样。实际上，ADC109的启动开始定时与码元边界一致，但达
14到ADC109能够稳定地进行动作的状态，需要一定的时间。因此，采样开始 定时为在码元边界的定时启动而ADC109能够稳定地进行动作的定时，并且 为上述峰值的出现候补定时以外的定时。
ADC109从采样控制信号所包含的、采样开始定时开始采样，并直到到 达规定的采样次lt n为止，以与采样周期信息相应的周期测定采样定时的电 压值Pcur,k。这样，ADC109能够避开峰值进行采样。
所测定的电压值Pcur,k通过发送功率控制单元107进行平均化，从而求得
平均值Pcur(步骤S210)。
在步骤S211中，进行变更为非压缩模式的模式变更。也就是说，在步骤 S205 ~步骤S209中所进行的采样通过'变更前的模式即压缩模式进行。
若进行了^^莫式变更，则发送功率控制单元107将如在步骤S212中使电压 成为目标电压那样的缩放组输出到振幅控制电路104和可变增益放大器105。
然而，在目标电压PTar—set与实际获得的电压PTar之间有可能产生误差，
所以在步骤S213以后进行目标电压的调整。
在步骤S213 ~步骤S217中，ADC109在Setting(设定)时间后开始采样， 并直至到达规定的采样次数n为止，都以与采样周期信息相应的周期测定采
样定时的电压值PTar,k。
所测定的电压值PTar,k通过发送功率控制单元107进行平均化，从而求出 平均值PTar(步骤S218)。
在步骤S219中，发送功率控制单元107将使电压成为目标电压
P，TarSe产PTar—Set+(Pcur+A卩-PTar)那样的缩放组'输出到振幅控制电路104和可 变增益放大器105。由此，发送功率的调整结束，并在步骤S220中检测电路
106变成非启动状态。
图12是当前的模式为非压缩模式的情况下的功率设定流程。此时，步骤 S302的判定基准与图8的情况相反(也就是说，功率调整值AP是否为0以下)，
以及步骤S311的模式变更从非压缩模式变更为压缩模式，除此之外都与图8 相同。
接着，参照图9说明适用于HSDPA通信的情况作为图8和图12所示的 功率设定流程的适用例。在该图中，表示在步骤S203中判定为在功率调整基 准时刻即3.2msec之前存在模式变更的情况。
首先，在HSDPA通信中，存在以下的严格的要求，即接收发送功率控制信号，并基于该发送功率控制信号，在功率调整基准时刻起的一定时间(前 后"jisec)的期间(以下，有时称为"功率调整容许期间，，)进行功率调整。另夕卜， 要求将发送功率的设定误差收敛在设定目标P，Tar—w起的0.5dB之内(ldB功率
变化时)。在该图中，32msec的码元边界为功率调整基准时刻，所以需要在 从3,175msec到3.225msec为止完成功率调整。
如该图所示，在从功率调整基准时刻("功率调整容许期间，，的中心)到进行 模式切换时刻(在该图中的模式切换定时)为止的期间(以下，有时称为"第一功 率调整期间，，)，通过ADC109避开峰值进行第一次采样处理(与步骤S205 ~步 骤S209对应)(与图10的1ST ADC read对应)。
另夕卜，在进行模式切换时刻以后的功率调整容许期间(以下，有时称为"第 二功率调整期间")中，通过ADC〗09对第一次功率调整后的LPF108的输出进 行第二次采样处理(与步骤S213 ~步骤S217对应)(与图10的2ST ADC read 对应)。
这里，ADC109对切换前的模式时的滤波信号进行采样，并且利用与切 换前的模式时的滤波信号的相位相同的相位，对切换后的模式时的滤波信号 进行采样。也就是说，以相同的相位对"第一功率调整期间"即进行模式切换 前的采样信号、以及"第二功率调整期间，，即进行模式切换后的采样信号进行 采样。由此，滤波信号的变动频率在模式切换前后未改变，所以通过以相同 的相位进行采样，能够根据滤波信号波形，获得在模式切换前后相同条件的 采样信号。
另外，在第一功率调整期间和第二功率调整期间的各个期间，ADCI09
号波形中的频率依赖于起因于扩频码的图案的扩频调制信号的基本频率(基 本周期)，所以如该图所示，例如以基本频率的两倍的频率即960kHz进行采
条件的样本。另外，采样频率并不限于960kHz,只要是起因于扩频码的图案 的扩频调制信号的基本频率的整数倍(换句话说，采样周期是相当于起因于扩 频码的图案的、扩频调制信号的基本周期的整数的 一倍)即可。
另外，ADC109中的对于各个模式的初次的采样定时彼此具有相当于起 因于扩频码的图案的、扩频调制信号的基本周期的整数倍的间隔。由此，能 够可靠地使模式切换前后的初次的采样信号的相位为相同的相位。
16然后，在第 一功率调整期间测定出的电压值PCurk通过发送功率控制单元 107进行平均化，从而求得平均值P^(与图9的第一次的平均功率对应)。
接着，在Mode change timing(模式切换定时)中进行模式变更(与步骤S211 或步骤SHI对应)，将在Setting time(设定时间)发送功率控制单元107将使电 压成为目标电压PTar—se产Pcur+AP那样的缩放组，输出到振幅控制电路104和 可变增益放大器105,从而进行发送功率调整。
然后，在第二功率调整期间测定出的电压值PTM,k通过发送功率控制单元
107进行平均化，从而求得平均值P^(与图9的第二次的平均功率对应)。
然后，发送功率控制单元107通过将以使电压成为目标电压
P^PTar一Set+(Pcur+AP-PTar)那样的缩放组输出到振幅控制电路104和可变增益 放大器105，从而进行发送功率调整。由此，发送功率的调整结束。这样， 由于能够进行发送功率控制，所以能够提高发送功率控制的精度，所述发送 功率控制为基于进行模式切换的紧前紧后的采样信号即最反映当前的状况的 信息的发送功率控制。
这样，根据本实施方式，在极化调制发送装置100中设置了检测电路 106，检测PA103的输出功率；LPF108,对通过检测电路106得到的检测结 果进行波形整形；ADC109,对压缩模式时的滤波信号进行采样，并且以与所 述压缩模式时的滤波信号相同的信号对非压缩模式时的滤波信号进行采样， 从而获得各个模式的输出功率凄t据；以及发送功率控制单元107，基于通过 ADC109所获得的所述各个模式的输出功率数据，控制才莫式变更时的PA103 的输出功率。
由此，能够获得受到模式切换所造成的功率输出变动的影响前后的采样 信号，基于该模式切换前后的采样信号，调整模式变更时的PA103的输出功 率，所以能够适当地控制发送功率，从而能够高精度地进行发送功率控制。 另外，因为采用模式切换前后的采样信号的相位彼此相同的方法，所以能够 根据滤波信号波形，获得在模式切换的前后相同条件的采样信号。在基于这 样的模式切换前后的采样信号的反馈控制中，即使在滤波信号中残余有变动 分量，也能够忽视其影响，所以无需将低通滤波器的时间常数设定得较大， 从而能够维持快速性，而且高精度地估计并控制发送功率。
另外，极化调制发送装置100发送通过扩频码扩频的扩频调制信号， ADC109对压缩模式时的滤波信号和非压缩模式时的滤波信号，从彼此相同的相位开始，利用与起因于所述扩频码的图案的、所述扩频调制信号的基本 频率相同的采样频率进行采样。
由此，滤波信号波形中的频率依赖于起因于扩频码的图案的扩频调制信 号的基本频率(基本周期)，所以以与基本频率相等的采样频率进行采样，从而 能够在各个模式中将采样信号的平均值作为基准而在振幅方向上获得相同条 件的样本。在基于这样的模式切换前后的采样信号的反馈控制中，即使在滤 波信号中残余有变动分量，也能够忽视其影响，所以无需将低通滤波器的时 间常数设定得较大，从而能够维持快速性，而且高精度地估计并控制发送功
率。另外，采样频率也可以为基本频率的整数倍。特别地，在HSDPA通信的 情况下，根据与扩频码的码片速度之间的关系，作为滤波信号的变动特性， 存在频率为480kHz、 960kHz和oo(无变动)的三种。能够全部对应于这些频率 的ADC的釆样频率为960kHz。因此，在HSDPA通信的情况下，采样频率 最好是960kHz。
极化调制发送装置IOO发送通过扩频码进行了扩频的扩频调制信号，在 ADC109中的对于各个模式的初次的采样定时彼此具有相当于起因于扩频码 的图案的、扩频调制信号的基本周期的整数倍的间隔。
由此，能够可靠地使;t莫式切换前后的初次的采样信号的相位为相同的相位。
C实施方式2)
在实施方式1的极化调制发送装置100中，以基于在第一功率调整期间 进行了采样的采样信号、以及在第二功率调整期间进行了采样的采样信号， 对发送功率的目标电压进行调整的情况为例，进行了说明。也就是说，在实 施方式1中，以一阶段方式进行目标电压的调整。
相对于此，在本实施方式中，在第一功率调整期间与第二功率调整期间 之间，设置用于进行目标电压的粗略调整的"第三功率调整期间"。
因此，在判定为存在模式切换时，如图13所示，在第一功率调整期间对 低通滤波器108的输出进行采样，在Setting(设定)时间进行模式切换后，在 第三功率调整期间对低通滤波器108的输出进行采样。
接着，求模式切换后的第一目标电压(PTar》尸Pcur+AP)与第三功率调整期 间中的样本的功率平均值(Pcur)之间的差。基于该差，对第一目标电压进行调 整(与上述的粗略调整对应)，从而求得第二目标电压。这里，与第一功率调整期间和第二功率调整期间的情况同样，在第三功
率调整期间也通过ADC109以基本频率的整数倍的采样频率，从与其他的功
率调整期间相同的相位开始进行采样。
但是，在第三功率调整期间所采样的样本数设定为少于第一功率调整期 间和第二功率调整期间的样本数。因此，在第三功率调整期间中的样本的功
率平均值(Pcur)的精度有可能比其他的功率调整期间下降，但即使这样，也能 够获得对于目标电压的粗略调整的充分精度。
接着，在第二功率调整期间对低通滤波器108的输出进行采样。求第二 目标电压与第二功率调整期间中的样本的功率平均值(Pcur)之间的差。基于该 差，对第二目标电压进行调整(主调整)，从而求得最终的目标电压。
这样，根据本实施方式，在第一功率调整期间与第二功率调整期间之间 设置其样本数少于该两个功率调整期间的样本数的、第三功率调整期间。
由此，能够在目标电压的主调整的前级进行粗略调整。其结果，能够提
高目标电压的主调整的精度。另外，特别在3GPP中，需要在短时间内完成
功率控制，能够满足其严格的时间性限制，并且提高功率控制精度。 另外，虽然将第三功率调整期间的样本数设定得少于第一和第二功率调
整期间的样本数，但本实施方式并不限于此。在系统的运行上，检测电路106
的响应时间不成问题时，对第三功率调整期间也能够设定与第一和第二功率 调整期间的样本数相同的样本数。此时，能够期待改善对目标电压的调整精度。
(实施方式3)
图14表示本发明的实施方式3的极化调制发送装置200的结构。另外， 对与图6相同的结构附加相同的标号，并省略其说明。
图6的极化调制发送装置200包括具有发送功率控制单元220的功率 定位环(alignment loop)210、以及平均化单元230。
平均化单元230对从极化信号生成电路101输出的振幅分量信号进行平 均化。平均化单元230在规定时间纟金测作为极化信号生成电路101的输出的 振幅分量信号的输出功率的平均值。
发送功率控制单元220从平均化单元230输入振幅分量信号的平均值的 检测结果。
发送功率控制单元220基于PA103的输出功率的平均值的变动量、以及振幅分量信号的输出功率的平均值的变动量，求从PA103的输出功率的平均
值中去除了扩频调制造成的残余变动分量的功率估计值。然后，发送功率控
制单元220基于发送功率控制信号、排除了扩频调制造成的残余变动分量后 的功率估计值PA103的输出功率的平均值的变动量、以及振幅分量信号的输 出功率的平均值的变动量，决定极化调制发送装置200的发送功率的设定目 标发送功率值，并控制发送功率。
PA103的输出功率的平均值与振幅分量信号的输出功率的平均值之间的 关系，以及从PA103的输出功率的平均值中排除了扩频调制造成的残余变动 分量的功率估计值的求法，将在后面描述。
在决定了发送功率的设定目标值后，发送功率控制单元230通过将振幅 路径缩放系数Sll输出到振幅控制电路104，将相位路径缩放系数S10输出 到可变放大电路105,控制PA103的电源电压以及PA103的输入信号(RF相 位调制信号)电平。
发送功率控制单元107使用将发送功率控制信号(例如TPC命令)作为 地址(address)参照表而得到的缩放系数的原来的值，以及通过排除了扩频 调制造成的残余变动分量的功率估计值求出的缩放系数的校正值，算出最终 的缩放系数SlO和Sll。
本实施方式的极化调制发送装置200基于PA103的输出功率的平均值的 变动量、以及振幅分量信号的输出功率的平均值的变动量，求从PA103的输 出功率的平均值中去除了扩频调制造成的残余变动分量的功率估计值，并基
于该功率估计值和发送功率控制信号，决定发送功率的设定目标值，从而控 制发送功率，由此能够去除残余变动分量的影响而控制发送功率，因此能够 提高发送功率控制的精度。
接下来，详细地说明去除残余变动分量的方法。
首先，参照图15和图16说明PA103的输出功率的平均值与振幅分量信 号的输出功率的平均值之间的关系。
图15为表示LPF108的输出波形(图中的实线)、ADC109的采样定时 (图中的竖的虛线)、与在规定期间的采样值的平均值(图中的4黄的虚线)之 间的关系的图。图16为表示振幅分量信号(AM路径信号)的、功率波形以 及短时间的平均值的图。图15以及图16都表示在不受发送功率的变更以及 装置(device)特性所造成的影响的情况下的波形。附带说明的是，对于检测电路106的输出而言，虽然根据检测电路106 的电路结构的不同而产生规模(scale)的不同和噪声的影响等，俱是与图9 的实线所示的振幅信号分量信号(AM路径信号)的波形图案大致同样。具 体而言，检测电路106的输出电压在0 [V]附近和0.35 [V]附近周期性地 变动。该冲企测电路106的输出电压变动的周期性起因于基于在扩频单元110 使用的扩频码的图案的扩频调制信号的基本周期。例如扩频码的基本周期为 8码片周期的情况下，检测电路106的输出电压变动的周期为8码片周期(4 码片的期间在O [V]附近，下一个4码片的期间在0.35 [ V]附近)，或者为 其一半的4码片周期。另外，例如扩频码的基本周期为4码片周期的情况下， 检测电路10 6的输出电压变动的周期为4码片周期(2码片的期间在0 [ V ] 附近，下一个2码片的期间在0.35 [ V]附近)，或者为其一半的2码片周期。
从图15可知，LPF108的输出信号中残余有4dB宽度左右的变动，在图 15中的3.66msec (毫秒)(码元边界)附近残余有10dB以上的变动。因为该 变动使功率控制的精度劣化，所以在本实施方式中，去除这些变动分量。
本实施方式的发送功率控制单元220对避开了图15中的3.66msec(码元 边界)附近的、变动较大的定时的时间位置的采样值进行平均。实际上，在 从码元边界开始经过调整(settling)期间(到LPF 108的输出稳定为止的期间) 为止不进行平均，使用在经过了调整期间后的LPF输出进行平均。
另外，ADC 109的采样周期设定得与上述4dB左右的变动的周期一致。 在发送功率控制单元220中，通过对除了码元边界的位置以外的的数个样本 的ADC值进行平均，能够去除码元边界附近的较大的变动以及4dB宽度的 变动的影响。
但是，无法去除更低的频率的变动分量。在图15中，竖的虚线表示在 4dB左右的变动的周期的整数倍(960kHz)的采样定时，横的虚线表示4个 样本的平均值。因为平均化区间1的平均值L1、平均化区间2的平均值L2 和平均化区间3的平均^直L3都不一样，所以可知未能除去变动分量。将该凝: 小的变动分量称为残余变动分量。
发明人为了去除该残余变动分量，着眼于振幅分量信号。图16表示振幅 分量信号(AM路径信号)，横轴表示时间，纵轴表示振幅分量的瞬时功率。 为了明确在该振幅分量信号中是否包含上述残余变动分量，以横的虚线分别 表示与图15的平均化区间1、 2、 3对应的、对平均化区间1、 2、 3的振幅分量信号进行了平均化的值。
这里，什么样的电路都可以用于对振幅分量信号i^行平均，例如使用FIR
滤波器、IIR滤波器，或者只在必要的区间进行加法运算的加法器等即可。例 如，作为平均化单元230,使用如图17所示的FIR滤波器或者如图18所示 的IIR滤波器即可。图17表示使用抽头数为256、抽头系数p(O) ~p(255) 都为1的FIR滤波器的例子。
这里，根据振幅分量信号的采样频率、ADC 109的采样周期、以及ADC 109 的平均化样本数来求抽头数，以使其与在图15说明的ADC109的4个样本的 区间对应即可。作为一例，i殳振幅分量信号的采样频率为61.44MHz、 ADC109 的采样周期为960kHz、以及ADC109的平均化样本数为4，则FIR滤波器的 抽头数可根据下式求出。
(FIR的抽头数)=(ADC的平均化样本数)x (振幅分量信号的采样 频率)/ (ADC的采样周期)
=461.44MHz/960kHz = 256 另外，在振幅分量信号的采样频率为61.44MHz,因此将FIR滤波器的 抽头数设为256的情况下，FIR滤波器的时钟频率CLK被设定为61.44MHz 即可。
另一方面，FIR滤波器的乘法器较大地占据基板上的设置面积，因此抽 头数的削减是本领域的技术人员的共同的课题。但是，在本实施方式中，也 可以将在乘法器用于相乘的滤波器系数都设为1，由此FIR滤波器可以用加 法器构成。因此，即使抽头数增加，设置面积也不会大幅度地增加。
图18表示使用IIR滤波器来代替图17的FIR滤波器时的构成例。在图 18中，例如，与图17的情形同样地将时钟频率CLK设定为与振幅分量信号 的采样频率相同的61.44MHz,前馈的系数aO a255设定为1,反馈的系数 bl-b255设定为255/256即可。但是，该设定值只是一例，并不限于此。
从图16可知，平均化区间1、 2、 3的平均值，在平均化区间1、 2、 3 之间略微变动。因为该图为不存在装置的偏差等的影响时的波形，所以平均 值的变动起因于振幅分量信号本身所包含的变动分量。对于该变动分量而言， 由于扩频图案、以及扩频码的增益因子，在扩频调制后的振幅分量信号中， 包含宽带的变动分量，短时间的平均化无法去除较低的频率分量的变动。因 此，在不存在装置的特性的影响的情况下，如图15所示，规定时间内的PA103的输出功率的LPF后的平均值也因平均区间而变动。
以下论述上述LPF后的平均值所包含的残余变动分量、与振幅分量信号
所包含的残余变动分量之间的相关。在上面，虽然着眼于某个特定的码元的 特性，但是这里，着眼于也包含在其它码元的特性的、相当于一帧的特性，
对LPF后的平均值所包含的残余变动分量、与振幅分量信号所包含的残余变 动分量进行比较。
图19表示在一帧中提取出的各个码元中的LPF输出的、第一次的ADC 采样区间(例如图15的平均化区间1 )的平均值L1与第二次的ADC采样区 间(例如图15的平均化区间2)的平均值L2之间的残余变动分量，图中， 横轴表示在一帧中的码元的位置，纵轴表示残余变动分量的大小。
图20表示在一帧中提取出的各个码元中的振幅分量信号的、第一次的平 均区间(例如图9的平均化区间1)的平均值与第二次的平均区间(例如图9 的平均化区间2)的平均值之间的残余变动分量，图中，横轴表示在一帧中 的码元的位置，纵轴表示残余变动分量的大小。
在这些图中，同一码元位置中的、LPF后的平均值所包含的残余变动分 量与振幅分量信号所包含的残余变动分量具有相同的特性，因此可预想在它 们之间相关关系成立。
图21为将一帧的各个码元中的、振幅分量信号所包含的残余变动分量标 绘在横轴上，LPF后的平均值所包含的残余变动分量标绘在纵轴上的图。这 里，在各个残余变动分量之间不存在相关关系时，标绘的分布呈随机性，但 是在图21中，分布在具有某种斜率的直线的附近，由此能够视为在两个残余 变动分量之间存在相关关系。
这里，设相关系数为C，则通过根据下式求将图21的分布直线近似了的 直线的斜率，能够得到相关系数C。
相关系数C- (LPF后的平均值所包含的残余变动分量的变化量)/ (振
幅分量信号所包含的残余变动分量的变化量)
因此，若使用计算机仿真或已知信号区间等预先求该相关系数C，则根
据振幅分量信号求残余变动分量(由平均化单元230得到的平均值的差)，并
将其与相关系数C相乘，由此能够估计LPF后的平均值所包含的残余变动分量。
因此，通过从PA 103的输出功率的平均值的变动量中减去上述LPF后的平均值所包含的残余变动分量的估计值，能够求去除了残余变动分量造成的 影响的功率估计值。
也就是说，发送功率控制单元220使用将发送功率控制信号作为地址参
照表而得到的缩放系数的原来的值、以及缩放系数的修正值，算出最终的缩
放系数SlO和Sll，所述缩放系数的校正值如下求出从PA103的输出功率 的平均值的变动量中，减去将振幅分量信号的输出功率的平均值的变动量与 相关系数C相乘而得到的值，根据所得到的减法运算结果(也就是去除了扩 频调制造成的残余变动分量的功率估计值)求出。
图22是表示一例相关系数C的算出方法的流程图。
在步骤S401 ~S406中，算出在规定时间内从极化信号生成电路101输 出的振幅分量信号(AM路径)的输出功率的平均值Pamlavg，在步骤S407 中，使用算式log (Pamlavg) =PamP使输出功率的单位变换为dB。另外， 在上述的例子的情况下，图22中的参数m设定为m='256，，参数n设定为 n='4，。
同样地，在步骤S408~S413中，算出从极化信号生成电路101输出的 振幅分量信号的输出功率的平均值PAM2一avg,在步骤S414中，使用算式log (Pam2，) =Pam2，使输出功率的单位被变换为对数。在步骤S415中，从 Pam2中咸去Pam"从而算出从极化信号生成电路101输出的振幅分量信号的 残余变动分量Fam。
在步骤S421 -S426中，测定》见定时间内的ADC109的输出结果的平均 值PADd,同样地，在步骤S427 ~ S432中，测定规定时间内的ADC109的输 出结果的平均值PADC2。在步骤S433中，从Padc2中威去Padci，从而算出残 余变动分量FAcc。另外，在LPF108以及ADC109中，因为输出功率的单位
变换为对数，所以对于PADC2以及PADd不设置与步骤S407以及步骤SAM对
应的步骤,在步骤S433中，通过从Padc2中减去Padci
算出残余变动分量FADc。
最后，在步骤S434中，通过将残余变动分量Fadc除以残余变动分量Fam， 算出相关系数C。
相关系数C对于将用于构成HSUPA信号的DPDCH信号、DPCCH信号、 以及HS - DPCCH信号，与扩频码相乘时的增益因子Beta ratio c ( Be)、 Beta ratio d (Bd )、 Beta ratio hs (Bhs )的所有的Beta ratio的组合，既可以只准备 一个共用的系数，也可以准备与增益因子的组合对应的多个相关系数C。另外，也可以改变多个码元、多个增益因子的组合、各个码元内的平均化区间 等的条件，在各种各样的条件下算出相关系数C,并将其平均值作为相关系 数C使用。
发送功率控制单元220基于发送功率控制命令、PA103的输出功率的平 均值的变动量、以及振幅分量信号的输出功率的平均值的变动量，控制极化 调制发送装置200的发送功率。
接下来，参照图23说明如上构成的极化调制发送装置200的动作。
图23是用于说明当前的模式为压缩模式时的极化调制发送装置200的动 作的流程图。极化调制发送装置200在步骤S501中，检测由未图示的通信对 方指示的功率的变化量AP,在步骤S502中，判定变化量AP是否为O以上， 如果变化量AP为0以上(步骤S502:"是，，)，则判断为能够继续进行压缩沖莫 式，并转移到步骤S540,使功率变化相当于AP的量。相对于此，在步骤S502, 如果变化量AP小于O (步骤S502:"否，，)，判断是否模式切换为非压缩模式 (步骤S503 )，在判定为不进行^^莫式切换(步骤S503:"否")时，转移到步 骤S540,使功率变化相当于AP的量。
另一方面，在步骤S503中，判定为模式切换为非压缩模式(步骤S503: "是，，)时，发送功率控制单元220判断为需要由功率校正环102进行反馈控 制，并转移到步骤S504。极化调制发送装置200在步骤S504中，接通测定 系统的电源，并转移到步骤S505和步骤S521。
在步骤S505 -S510中，测定压缩模式下的PA103的输出功率的平均值 Pcur,在步骤S511中，将模式从压缩模式切换为非压缩模式，并在步骤S512， 使功率变化相当于AP的量。
然后，在步骤S513-S518中，测定非压缩-漠式下的PA103的输出功率 的平均值P吣
另一方面，在步骤S521-S527中，测定在压缩模式的期间从极化信号
生成电路101输出的振幅分量信号的输出功率的平均值PAM—cu"然后，在步
骤S511中，将模式从压缩模式切换为非压缩模式，并在步骤S512，使功率 变化相当于AP的量。其后，在步骤S528 S534中，测定在非压缩才莫式的期
间从极化信号生成电路101输出的振幅分量信号的输出功率的平均值PAM一tar。
在步骤S519中，使用Pcur、 Ptar、 P崖—cur、 Pam—tar、以及相关系数C,发
送功率控制单元220进行误差校正，从而算出P，tar一set。误差校正结束后，在步骤S520中，关断测定系统的电源。
图24是用于说明当前的模式为非压缩模式时的极化调制发送装置200 的动作的流程图。在图24中，对于与图23相同的步骤，赋予相同的标号， 并省略其说明。在图24中，在步骤S541中判定变化量AP是否为O以下， 取代图23的步骤S502,在步骤S542中，将模式从非压缩模式切换为压缩模 式，取代图23的步骤S511。
另外，在各个实施方式中，虽然若着眼于某个信道则以时隙单位进行发 送功率的变更，但是根据信道间的时隙定时的关系而以码元单位进行，因此 码元边界是指有可能进行发送功率的变更的定时。
这里，如实施方式l那样，在仅根据LPF输出进行功率控制时，在较严 格的卩条件之下，在LPF的输出中残存有残余变切分量，有可能导致功率控 制的精度的劣化。但是，根据本实施方式，即使不在(3条件下也能够求残余 变动分量而进行去除，所以不产生功率控制的精度劣化。这里，以卩条件为 例进行了说明，但本实施方式的结构对残余变动分量因调制条件而改变的情 况广泛地有效。
如上所述，根据本实施方式，设有检测振幅分量信号的功率的平均值的 平均化单元230，基于PA103的输出功率的平均值的变动量、以及振幅分量 信号的功率的平均值的变动量，控制发送功率，由此即使在PA103的输出功 率的平均值中包含残余变动分量时，也能够去除该残余变动分量的影响而控 制发送功率，因此能够提高发送功率控制的精度。也就是说，因为能够抑制 起因于残余变动分量的功率的估计精度的劣化，所以也能够满足例如必须将 发送功率的误差收纳在+/ - 0.5dB等严格的要求。
另外，发送功率控制单元220预先设定了表示PA103的输出功率的平均 值所包含的残余变动分量、与振幅分量信号的发送功率的平均值所包含的残 余变动分量之比的相关系数C，并使振幅分量信号的输出功率的平均值与相 关系数C相乘，由此求残余变动分量。然后，通过从PA103的输出功率的平 均值中减去求出的残余变动分量，求功率估计值，并根据该功率估计值控制 发送功率，因此能够排除PA103的输出功率的平均值所包含的残余变动分量 的影响，从而确实地提高发送功率控制的精度。
另外，在检测PA 103的输出功率的平均值的LPF108以及检测振幅分量 信号的输出功率的平均值的平均化单元230中，使用时间常数相等的低通滤波器或者积分器，由此能够确实地将PA103的输出功率的平均值所包含的残 余变动分量与振幅分量信号的输出功率的平均值所包含的残余变动分量一 致。
这是因为，检测PA103的输出功率的平均值的LPF108的时间常数，以 及在平均化单元230使用的低通滤波器或者积分器的时间常数用于决定所检 测的信号的截止频率，因此若这些时间常数不同则残余变动分量的估计精度 劣化。附带说明的是，时间常数的容许范围虽然因装置的设计精度和温度的 偏差的范围等不同，但是优选收纳在±10%左右。
2007年1月12日申请的美国暂时申请案60/880,053号所包含的公开内 容，全部引用于本申请。
工业实用性
本发明的发送装置和发送功率控制方法，能够维持反馈控制的快速性， 并且高精度地控制发送功率，极为有用。
权利要求
1.发送装置，具有使功率放大器在压缩模式下进行动作的模式以及在非压缩模式下进行动作的模式，该发送装置包括滤波器，对所述功率放大器的输出进行波形整形；模拟数字变换单元，通过对压缩模式时的滤波信号进行采样，并且以与所述压缩模式时的滤波信号相同的相位对非压缩模式时的滤波信号进行采样，从而获得各个模式的输出功率数据；以及发送功率控制单元，基于通过所述模拟数字变换单元得到的所述各个模式的输出功率数据，控制模式变更时的所述功率放大器的输出功率。
2. 如权利要求1所述的发送装置，所述发送装置发送通过扩频码进行了扩频的扩频调制信号， 所述模拟数字变换单元对压缩模式时的滤波信号和非压缩模式时的滤波信号，从彼此相同的相位开始，以与起因于所述扩频码的图案的、所述扩频调制信号的基本频率相等的采样频率进行采样。
3. 如权利要求1所述的发送装置，所述发送装置发送通过扩频码进行了扩频的扩频调制信号， 所述模拟数字变换单元对压缩模式时的滤波信号和非压缩模式时的滤波 信号，从彼此相同的相位开始，以起因于所述扩频码的图案的、所述扩频调制信号的基本频率的整数倍的采样频率进行采样。
4. 如权利要求1所述的发送装置， 所述模拟数字变换单元以960kHz的采样频率进行采样。
5. 如权利要求1所述的发送装置，所述发送装置发送通过扩频码进行了扩频的扩频调制信号， 所述模拟数字变换单元中的对于各个模式的初次的采样定时彼此具有相当于起因于所述扩频码的图案的、所述扩频调制信号的基本周期的整数倍的间隔。
6. 如权利要求1所述的发送装置，所述发送装置发送通过扩频码进行了扩频的扩频调制信号， 所述模拟数字变换单元以避开了峰值的出现候补定时的定时进行采样， 所述峰值在起因于所述扩频码的图案的、所迷扩频调制信号的基本周期的整数倍周期出现。
7. 如权利要求1所述的发送装置，发送HSDPA信号。
8. 极化调制发送装置，其包括权利要求1所述的发送装置。
9. 发送功率控制方法，用于具有使功率放大器在压缩模式下进行动作的 模式以及在非压缩模式下进行动作的模式的发送装置，该发送功率控制方法 包括滤波步骤，对所述功率放大器的输出进行波形整形； 第一采样步骤，通过对在当前的模式下的滤波信号进行采样，获得在所 述当前的模式下的输出功率数据；模式切换步骤，从当前的模式切换为另一方的模式；第二采样步骤，通过以与在所述当前的模式下的滤波信号相同的相位对在所述另一方的模式下的滤波信号进行采样，获得在所述另一方的模式下的 输出功率数据；以及发送功率控制步骤，基于所述当前的模式和所述另一方的模式的输出功 率数据，控制模式变更时的所述功率放大器的输出功率。
10. 如权利要求9所述的发送功率控制方法， 所述发送装置发送通过扩频码进行了扩频的扩频调制信号， 所述第一采样步骤和所述第二采样步骤的采样通过从;波此相同的相位开始，并且以与起因于所述扩频码的图案的、所述扩频调制信号的基本频率相 等的采样频率进行。
11. 如权利要求9所述的发送功率控制方法，所述发送装置发送通过扩频码进行了扩频的扩频调制信号， 所述第一采样步骤和所述第二采样步骤的采样从彼此相同的相位开始，并且以起因于所述扩频码的图案的、所述扩频调制信号的基本频率的整数倍的采样频率进行。
12. 如权利要求9所述的发送功率控制方法，所述第一采样步骤和所述第二采样步骤的采样频率为960kHz的采样频率。
13. 如权利要求9所述的发送功率控制方法，所述第一采样步骤和所述第二采样步骤的初次的采样定时彼此具有相当 于起因于所述扩频码的图案的、所述扩频调制信号的基本周期的整数倍的间隔。
14.如权利要求9所述的发送功率控制方法，所述发送装置发送通过扩频码进行了扩频的扩频调制信号，所述第一采样步骤和所述第二采样步骤的采样在避开了峰值的出现候补定时的定时进行，所述峰值在起因于所述扩频码的图案的、所述扩频调制信号的基本周期的整数倍周期出现。
全文摘要
公开了能够维持反馈控制的快速性，并且高精度地控制发送功率的发送装置和发送功率控制方法。在极化调制发送装置(100)中设置了LPF(108)，对PA(103)的输出功率进行波形整形；以及ADC(109)，通过对压缩模式时的滤波信号进行采样，并且以与压缩模式时的滤波信号相同的相位对非压缩模式时的滤波信号进行采样，从而获得各个模式的输出功率数据。由此，使模式切换前后的采样信号的相位为彼此相同的相位，从而能够根据滤波信号波形，获得在模式切换的前后相同条件的采样信号。在基于该采样信号的反馈控制中，即使在滤波信号中残余有变动分量，也能够忽视其影响，所以能够维持快速性，并且高精度地估计并控制发送功率。
文档编号H03G3/30GK101584113SQ200880001738
公开日2009年11月18日 申请日期2008年1月11日 优先权日2007年1月12日
发明者加里·多, 松冈昭彦, 漆原伴哉, 韦恩·李 申请人:松下电器产业株式会社