人工混响设备和方法

专利名称：人工混响设备和方法
技术领域：
本发明总的来说涉及用于模拟声音混响的音频信号的处理，尤其涉及该处理在乐器和声乐作品中的应用。本发明特别适用于对音频信号进行电子处理，以添加用户期望的混响效果。人工混响(artificial reverberation)模拟大的房间或音乐厅等的封闭空间内的声音环境。
背景技术：
通常向音频信号添加混响，以增强听众对环境和空间的感知。当声音在封闭空间内传播时，发生自然混响；声音从房间内的各种墙壁和物体反射，随后及时返回至听众。由于在将声音向外发送至三维空间中时该声音的能量损失，因而反射的声音或混响随时间呈指数衰减。典型地，由于空气和墙表面对高频的吸收，因此声音在高频处衰减得更快。
人工混响的音质(sonic quality)远比自然混响的音质更容易控制；并且由于该原因，在创建、记录和再现声音时，通常使用人工混响。人工混响通过采用延迟、频率响应滤波和反々赍的组合来模拟自然混响。已经通过包括机电、模拟电子和数字电子的各种部件实现了这些^/L构。才几电部件包括弹簧和^反式混响。模拟电子部件包括库斗链延迟(bucket-brigade delay, BBD)的使用。数字电子部件包括利用数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)等的嵌入式数字硬件的实现以及在个人计算机等的通用处理平台内的软件实现。
这些部件的实现均具有与声音质量、成本、大小和制造简易性等有关的优点和缺点。典型地，成本是在选择要嵌入消费级音频产品或入门级专业产品内的混响装置时首先要考虑的。由于现有技术的(即，机械的)弹簧混响器是最低成本的选择，因此在吉他放大器等的装置中通常仍能发现这些弹簧混响器。然而，数字电子混响器由于近来的成本降低、小型化和通常优良的声音质量而日益流行。高质量自然发音的人工混响的创建
或生成几乎无例外地采用了由延迟线(delay line)用的存储器和乘法求和用的运算逻辑这两者组成的数字电路。使用DSP(数字信号处理器)或者能够进行高速运算处理的类似微处理器来实现众多人工混响处理器。设计前述DSP以进行各种处理算法，但对于简单地生成混响而言，前述DSP在成本上不是最优的。成本最优的数字方案需要ASIC;然而，该方案需要极大的前期工程投入和成本。同样地，简单混响处理器的实现比所需的更
曰主叩贡。
数字混响器算法采用典型地被配置为早期反射滤波器、梳状滤波器和全通滤波器的组合的一个或多个延迟线。早期反射滤波器是意图模拟混响的脉冲响应中最初的约100ms的非均匀间除的非递归滤波器。这里的梳状滤波器是延迟后的输出被反馈、加权并与输入进行求和的递归滤波器。梳状滤波器的延迟的长度一般在50ms和100ms之间，并且经常在输出侧嵌入低通滤波器以模拟空气中声音的高频吸收。这里的全通滤波器是无论何处延迟长度均在几毫秒至100多毫秒之间的一阶滤波器。通常将前述滤波器与反馈串联和/或并联组合，以创建混响器算法。通常，采用多个滤波器类型，以克服各滤波器的固有缺陷，并为各种输入信号提供充分的声音质量。不利地，这导致需要极大的延迟存储器和运算资源，从而进一 步制约了数字混响器的成本降低。
Stautner和Puekette在参考文献"Z)gs/gm'ng M"/"'-C7zawwe/i ever6e赠oW(Computer Music Journal, vol. 6. no. 1, pp. 52-65,Spring 1982)中介绍了反馈延迟网络(feedback delay network,FDN),在该反馈延迟网络中，多个延迟线的输出在与延迟线的输入相加之前，通过反馈矩阵被反馈。在现有技术的并行梳状滤波混响器中，各延迟的输出仅反馈至其自身的输入，通过以下系统方程式来描述
y=z-T(x+gy)
其中，x是输入，y是输出，T是采样延迟，g是反馈系数，并且在傅立叶空间(Fourier space)中z=ejw。 FDN混响器使用输出可以
反馈至多个延迟线输入的多个并行延迟；然而，必须满足一定条件以确保网络的稳定性。即，不能使网络满足单位回路增益和2兀回路相移的倍数的Barkhausen标准。1吏用矩阵，作者概括梳状滤波器，并由此利用以下系统方程式来描述多个并行梳状滤波器
Y=D(X+GY)
其中，X是N个输入的向量，Y是N个输出的向量，G是反馈系数的NxN矩阵，并且D是以下形式的延迟的对角NxN矩阵。
<formula>formula see original document page 11</formula>
此外，作者示出确保系统稳定性的一个方法是令
G=AU
其中，标量IA卜1，并且U是NxN酉矩阵(unitary matrix)。换言之U满足以下条件6汰# lo其它情况
为了使混响具有更自然的声音衰减，在各延迟后设置低通滤波
器，以模拟周围空气内的声音的高频吸收。这在FDN混响器中常见并且在此对其进行进一歩说明。
Jot和Chaigne在参考文献"D/g77a/ ￡>e/av A^卵rA:51 Zbr^W/ c/"/ i everZ er"^^"(Proc. 90th Conv. Audio Eng.Soc.， preprint 3030, Feb. 1991)中通过为单输入、单输出混响器提出以下更通用的z域传递函数，对Stautner和Puckette的工作进行了扩展
H(z)^cT.[D(z")-G]"'b其中，D(z")和G是如由Stautner和Puckette所定义的延迟和反馈矩阵，b是在输入信号被注入至混响器网络之前对该输入信号进行加权的N长度向量，并且c是在混响器输出与输入信号混合之前对该混响器输出进行加权的N长度向量。在图1中示出前述传递函数的信号流图。
在题为"Mgf/zod aw<i tSVyfe附for vlrW"'a/ tSpa^/a/Z^/ow o/"Z^g"a/y^&o S/gw"/,的美国专利#5,491,754中，Jot等人公开了使用FDN对数字音频信号进行人工空间化的方法和系统。Jot公开了包括并行延迟元件的几个实施例，其中各并行延迟元件具有局部单位反馈并且具有衰减了 -2/N的全部延迟输出的总和的全局反馈，其中N是延迟元件的数量。本实施例将输入信号与所有的延迟元件输入和源输出相加，作为全部延迟输出的总和。此外，Jot公开了如下来计算酉矩阵U的几个实施例
其中，JN是单位矩阵的NxN置换，并且VN是全部矩阵的N长度
行向量。Jot的其中一个实施例仅使用单位矩阵来替代JN,从而使得反馈矩阵变为
<formula>formula see original document page 13</formula>
该简化得出图2中的信号流图。通过该简化可以看出，反馈路径 的数量从N^咸少为N+1。代替反馈每个延迟输出并与每个延迟 输入相力。，各延迟具有被A加权并且与被-2A/N加权的所有延迟 输出的总和相加的局部反馈。在Jot的实施例中，没有示出值A, 但可以推断出值A包括在传递函数Hi(z)中。Joti仑述了该实施例 得出与延迟的总和Z-w相等的时间段的"乱真回声(spurious echo)",其中可以通过选4奪性地反转输入注入向量b或输出混合 向量c内的值的极性来抑制该"乱真回声"。
在Jot的实施例和本发明之间存在区别。Jot的实施例载明了 (利用选择性的极性反转)将输入信号与全部延迟元件输入的输 入相加，并且(再次利用选择性的极性反转)相加全部延迟元件 的输出。此外，Jot的实施例采用各延迟信号的衰减相对频率的 方式，其中各延迟信号"与各延迟成正比并且与混响时间成反 比"。Jot的方法和系统还明确处理"数字音频信号"，并且没有 记载模拟处理部件的使用或其部分模拟实现。
Frenette (J, Frenette, "i eJwc/wg JW/ "'"/ 7 gver6gra//ow
http :〃mue. music.miami.edu/thesis/jasmin—frenette/, Masters Thesis, University of Miami, Dec. 2000)利用时变延迟长度，4吏 用图2的Jot的实施例实现了基于数字软件的混响器。Frenette建 议出需要至少8个延迟线以实现满意的回声密度。该特定实现使 用循环置换矩阵(circular permutation matrix)JN来计算反馈矩阵 G。将输入信号与所有延迟元件的输入相加，并且通过使用具有以下重复序列的c的Nx2矩阵得到立体声输出
1 1
-l 1 1 -1 -1 —1
Frenette纟佥查不同的调制波形形状、振幅和频率；并且通常推断 出频率为2 H z且振幅为6个采样的正弦调制产生可听音高变化 最小的良好结果。此外，各延迟线的调制波形之间的相位差降 低了混响尾音(reverberation tail)中音高变4匕的可听度。在收听 测试期间，发现Frenette的具有4个调制延迟线的8延迟混响器听 起来比没有调制的12延迟混响器要好。
与Jot的实施例一样，Frenette专门关注于处理^t字音频。
此外，注入向量bi和混合向量Cj的元素大小全部为1。尽管这可
以使初始回声密度最大化，然而没有给出关于不同的值可能如 何影响主观声音质量的研究。尽管Frenette强调处理效率，但目 标是适合用于广范围的音频信号的高质量混响器。由此得到的 Frenette的实现需要相当大量的数字处理资源。没有给出关于 "充分的"声音质量需要多少延迟线的研究。
在开发高效混响算法方面已经取得了很大进步；然而，这 些算法被设计成利用对于大多对成本敏感的应用而言通常非常 昂贵的数字电子设备来实现。因此，存在针对具有数字混响器 的优良声音质量和小尺寸以及弹簧混响器的低成本的设备的需 求。对于优选实施例，本发明通过结合有适当的求和放大器、 加权反馈和滤波器的集成延迟电路来实现高质量的混响器。
因此，本发明的目的是提供在小且容易组装的形状内经济 地实现多维或多延迟混响的人工混响设备和方法。
本发明的另 一 目的是提供可以以最小的工程冲殳入在任意混响应用中迅速且容易使用的人工混响设备和方法。
本发明的又一 目的是提供不需要数字信号处理器的相当大 的存储器资源、混响设计仍使用户能够进行延迟和反馈加权调 整的人工混响j殳备和方法。

发明内容
根据本发明，优选实施例示出包括使用FDN相互连接的多 个并行延迟元件的人工混响设备和方法。图3示出优选实施例信 号流，其中图3a是对图3的略微修改。将一个或多个输入信号累 加到延迟元件之前的一个或多个信号节点。从一个或多个延迟 元件的输出获得一个或多个输出信号。从没有被施加输入信号 的延迟元件获得输出信号。使用该方法，允许在将信号从FDN 输出之前略微构建混响的回声密度，这进一步消除了对额外的
预延迟元件的需要。此外，由于输入信号在到达llr出之前必须
通过至少两个梳状滤波器，因此该方法改善了典型FDN混响器 的有时不舒适的特性声音。即，两个梳状滤波器扩散了现有技 术中存在的直接路径梳状滤波。该改进使得FDN混响器的发音 更加自然。
<formula>formula see original document page 15</formula>
其中，如由Jot和Chaigne方程式所定义的那样，bi是施加至向第 i个延迟元件(或相应的求和元件)的输入的增益，并且Ci是施加 至来自第i个延迟元件的输出的增益。使用该表达式，通过任何 单个延迟路径的输入-输出增益是<formula>formula see original document page 15</formula>通过将该增益限制为最大值0.52=0.2 5,使任 一 梳状滤波器的直 接贡献最小化，同时还緩和由于没有注入全部的延迟路径且没过规定bi-l和bi-0(即，Ci-l)的至少一个值-使得通过任何单个延 迟路径的直接输入-输出增益为O,来进一步限定前述方程式。 即，馈送输出端口的第二串联组合输出(即，滤波器和延迟元件) 不具有直接输入信号，但是该第二串联组合输出必须从一个或 多个第 一 串联组合输出(即，第 一滤波器和延迟元件)的总和接 收其输入。对方程式的限制进一 步减轻了 Jot所述的与延迟的总 和相等的时间段的"乱真回声，，的效果。
此外，应当理解，可以通过将一个信号注入多个延迟^^径、 将多个信号注入多个延迟路径、将多个信号的加权总和注入一 个或多个延迟路径或者其任何组合，来实现将输入信号注入混 响器。同样，输出信号可以作为来自一个延迟输出的单个信号、 来自多个延迟输出的多个信号或者作为延迟输出的加权总和的 一个或多个输出而从混响器获得。所有这些情况均有效，只要 这些情况满足前述方程式中所述的限制即可。
本发明采用#皮称为时间屏蔽(time masking)的人类听觉的 心理声学特性。由于该算法使用相对少的延迟元件，因此混响 的初始回声密度相对稀疏，并且在几百毫秒内就可建立。然而， 用于声乐作品和大多非打击乐器的混响不需要用于打击声音的 混响那么大的回声密度。大多非打击声音的持续时间较长，足 以屏蔽掉混响的回声密度中的任何初始不足。这样，听众通常 注意不到该不足。
本发明的另 一 方面通过组合数字和模拟电子设备来解决针 对廉价、高质量混响器的需求。使用延迟、滤波和反馈的组合 来创建人工混响。在本发明中，使用数字电子设备来实现延迟。 优选地使用模拟电路来实现由增益和求和组成的滤波和反馈。 使用该技术组合可以得出非常有成本效益的解决方案。本发明的优选实施例将廉价的单块数字延迟集成电路用于 延迟线，并且利用模拟电路来代替数字运算逻辑。通过廉价的 模拟电路来进行所有的滤波、求和以及增益。此外，通过认真 选才奪延迟时间、对这些延迟时间中的一个或多个进行调制、并 从除直接施加了输入的延迟线以外的延迟线获得输出信号，可 以在保持期望的音频质量的同时减少延迟线的数量。


在阅读以下结合附图所进行的详细说明时，本发明的许多
其它目的、特征和优点应当变得明显，其中
图l是Jot和Chainge概括出的FDN混响器的现有技术的信号流图。
图2是Jot等人的FDN混响器的简化实施例的现有技术的信
号流图。
图3是本发明的人工混响设备和方法的优选实施例的信号 流图，其中向混响器的信号注入的延迟位置和单声道信号输出 相互排斥，并且将低通滤波器添加至模拟处理部件，或者重新 设置低通滤波器以服从于模拟处理部件。
图3a是被配置为基本满足方程式|bi|+|Ci|-l的作为图3的变 形例的替代实施例的信号流图。
图4是具有两个(立体声)信号输出的图3的信号流图的替代 实施例或变形例。
图5是示出将数字延迟元件和模拟反馈网络相结合的图3的 信号流图的电路图。
图6是图5电路的更详细的电路图，其利用普林斯顿科技公 司(Princeton Technologies Corp.) PT2399数字延迟集成电路来 实现图5的电路。图7是如在普林斯顿科技公司PT2399的数据表中找到的 PT2399的内部示意表示。
具体实施例方式
现在参考附图，在图3、 5和6中示出人工混响设备和方法10 的优选实施例，并且在图3a和4中示出人工混响设备和方法IO 的第 一 替代实施例。该设备和方法10可以不要求数字信号处理 器或与之相关联的大量的工程时间和劳动而电子创建人工混 响。本发明通过将数字延迟元件和模拟反馈网络相结合使成本 最小化，并在使用最少的延迟元件的同时使声音质量最高化。
图3示出本发明的优选实施例的块信号流图。尽管总共示出 了 3个延迟元件，但大于l个的任意数量的延迟元件都在本发明 的范围内。首先，将输入信号施加或馈送至输入信号端口 100, 然后在输入求和节点输入115处，将该输入信号施加或馈送至输 入求和节点110和111。在本领域内可知，求和节点具有可以是 反相或非反相的输入以及表示反相输入和非反相输入的总和的 一个或多个输出。对于本发明，反相输入具有紧挨求和节点的 "-"符号。对于优选实施例，将输入求和节点IIO、 lll的输入求 和节点输出116输入或馈送至输入滤波器130、 131(优选为低通 滤波器)和输入延迟元件150、 151的第一 串联组合117的第一组 合输入118。此外，对于优选实施例，将作为反馈求和节点112 的反馈求和节点输入12 3的总和的反馈求和节点输出12 4输入或 馈送至反馈滤波器132(优选为低通滤波器)和具有反馈延迟时 间142的反馈延迟元件152的第二串联组合125的第二组合输入 126。将第一 串联組合117(即，滤波器130、 131和延迟元件150、
151) 的输出119和第二串联组合125(即，滤波器132和延迟元件
152) 的输出127馈送至求和放大器102的输入160。另外，分别通过各自的衰减器120、 121和122将第一串联组合117和第二串联 组合125(即，分别为滤波器130、 131和132以及延迟元件150、 151和152)的输出119、 127分别反馈至求和节点110、 111和112 的反相输入。还可以将对求和后的输出进行放大和/或衰减的组 合称为加斥又。
通过全局反馈衰减器104反馈至全部的求和节点110、 111和112。 如所讨i仑的那样，将N定义为延迟元件或串联组合117、 125的 数量，并且在下文始终使用字母N来表示该量。在图3中，示出 了3个延迟元件，因此N二3。在不背离本发明的范围和精神的情 况下，替代实施例可以利用大于l的任意数量的延迟元件。图3 中以连接前2个延迟部和最后一个延迟部的虚线示出了延迟元
件的可扩展性。
由字母A来表示衰减器120、 121和122的增益"A"。增益A 的大小必须在0和1之间以使混响器FDN稳定。此外，对于优选 实施例，为了稳定，增益A应当为基本相同的值。替代实施例 可以改变各反馈路径中的增益A(即，A是变化的，不是恒定的)。 增益值A控制混响的衰减，它是在去除输入信号之后可听见混
响多长时间的度量。通常将衰减时间或T6。指定为在输入信号已
被去除之后混响水平下降60dB的时间长度。
对于优选实施例，如果将通过第一局部反馈衰减器120、 121 等和第二局部反馈衰减器122等的信号正反馈至输入求和节点 110、 lll等，则将从求和放大器102通过全局反馈衰减器104所 馈送的输入求和节点输入115负反馈至输入求和节点110、 111 等。此外，对于优选实施例，如果将通过第一局部反馈衰减器 120、121等和第二局部反馈衰减器122等的信号负反馈至输入求 和节点IIO、 lll等，则将从求和放大器102通过全局反馈衰减器
19104所馈送的输入求和节点输入115正反馈至输入求和节点110、 lll等。
优选为低通滤波器的滤波器130、 131和132具有两个目的。 当将滤波器130、 131和132实现为模拟低通滤波器时，这些滤波 器用作延迟元件150、 151和152的抗混叠(anti-aliasing)或限带 (band-limiting)滤波器。此外，低通滤波器130、 131和132模拟 空气中的高频吸收。当声音通过空气传播时，与低频相比，高 频被吸收的更多。另外，当声音从封闭空间内的表面反射时， 不同的频率^^吸收了不同的量。可以将滤波器130、 131和132 设计成模拟这种自然的高频吸收；或者可以将滤波器130、 131 和132设计成实现虽然不自然但主观上令人满意的结果。此外，
以彼此不同。即，滤波器可以具有用户可调的多个不同的截止 频率或3dB频率和带形，以实现主观上令人满意的输出或声音。 延迟元件150、 151和152各自具有延迟时间140、 141和142。 尽管任意的多个延迟时间都在本发明的范围内，但在如图3所示 的N^3的实施例中，将延迟时间140、 141和142指定为7TV4、4T"3 和T,,其中T,约为50ms。对于如图6所示等的实施例，由来自 电压控制振荡器(voltage controlled oscillator, VCO)控制线 (PT2399的引脚6)的电流吸收(current sink)来确定延迟时间。 VCO基于分别使整个延迟增加或降低的偏流，以较低或较高的 频率驱动内部延迟线。在本发明的实施例中，由低频振荡器 (LFO)来调制延迟时间141。在优选实施例中，LFO在约为lHz 的频率处对延迟时间稍作调制。该调制有助于打破混响尾音中 的可听模式，并增加混响器声音的感知丰满度。替代实施例可 以利用多个频率的LFO。即，包括省略掉的任意数量的在任意 频率调制后的延迟均在本发明的范围内。对于优选实施例，全局反馈衰减器10 4具有2 A / N以下的增 益值。这里，将N定义为延迟元件的数量，并且在下文，始终 使用字母N来表示该量。在图3中，由于存在3个延迟元件，因 此N二3;然而，大于l的任意数量的延迟元件都在本发明的范围 内。此外，在优选实施例中，可以将全局反馈衰减器104的增益 包含在求和放大器102的增益中，此时，将表示前述增益的乘积 的值作为求和放大器102的增益值。
对于优选实施例，延迟元件152或第二串联组合125的输出 是向低通滤波器106的输入。从在低通滤波器130、 131和132以 及求和节点110、 111和112之前输入没有与输入信号IOO进行求 和的一个或多个延迟元件获得该输出。对于优选实施例，低通 滤波器106是针对延迟元件152的输出的抗混叠或限带滤波器， 这确保了输出位于音频范围内。输出低通滤波器106的输出提供 混响器网络的输出信号端口 108。替代实施例可以通过将第二组 合输出127简单地馈送或连接至输出信号端口 108，放弃使用输 出低通滤波器106。可以通过从求和节点110或111去除输入或者 通过添加额外的延迟元件，向网络添加更多的输出。
图3a示出作为图3的变形例的本发明的替代实施例，其中输 入信号端口 100在注入输入求和节点111等之前，由输入增益IOI 对其进行加权。串联组合117的输出信号119(即，第一组合输出 119)在馈送至输出求和节点163的输出求和输入164之前，由输 出增益162对其进行加权。在替代实施例的优选形式中，将求和 节点163的输出，即输出求和输出165馈送至低通滤波器106。此 外，替代实施例可以放弃使用低通滤波器106,而将输出求和节 点163的输出直接馈送至输出信号端口 108。在替代实施例的优 选形式中，将输入增益101指定为bi，其中lbilSl。此外，输出增 益162或Ci约等于l-lbil。在本实施例中，如图3a中由虚线所示，可以存在包括求和节点lll和串联组合117的等同物并且通过输 出增益162或Ci的等同物馈送输出求和节点163的一个或多个延 迟信号路径。在本实施例中，(从求和节点110开始的)第一信号 路径的隐含输入增益约为1,而(从求和节点U2开始的)最后一 个信号路径的隐含输入增益约为O。即，对于反馈求和节点112， 输入信号端口 100没有馈送反馈求和节点输入123。
图4示出提供立体声输出的本发明的替代实施例。对于3个 延迟元件，即N二3，将输入信号10(H又施加至求和节点110。对 于N〉3 ，可以或不可以将输入信号1 OO施加至附加的输入求和节 点。延迟元件151的输出是向低通滤波器106的输入，并且延迟 元件15 2的输出是向低通滤波器10 7的输入。低通滤波器10 6和 107的输出々贵送混响器网络的输出信号端口 108和109。除这些不 同以外，描述图3的实施例也描述了图4的实施例。由于输出延 迟网络的不同延迟时间141和142以及低通滤波器13l和132的不 同特性，因此各立体声输出108和109可以表现出不同的混响效 果。
图5示出本发明的电路图，其中数字延迟450、 451和452通 过模拟反馈网络相连接。尽管示出了3个延迟元件，但大于l的 任意数量的延迟元件都在本发明的范围和精神内。将输入信号 400输入至低通滤波器430和431。在图5的实施例中，这些低通 滤波器还用作求和节点或放大器；例如，低通滤波器430产生输 入信号400与通过电阻器410和440的信号的加权和。低通滤波器 430和431的输入电阻器的值为R^可以根据期望的输入阻抗和 噪声标准来一定程度地任意选择该值。在下文，！^用于始终描 述以o h m为单位的该任意值。可以想到求和节,泉从低通滤波器 分离的替代实施例，并且这些实施例也在本发明的范围内。
在优选实施例中，使用多重反々贵拓朴(multiple-feedbacktopology)来实现低通滤波器430、 431和432。该滤波器拓朴对分 量容限(component tolerance)具有较低的灵敏度，并且在增益调 整方面允许更大的灵活性。在一个实施例中，这些低通滤波器 是具有约13.6kHz的-3dB频率或截止频率的二阶近似 Bessel-Thomson。由于二阶Bessel-Thomson与空气中声音的频率 依赖吸收特性近似，因此优选二阶Bessel-Thomson。然而，包 括但不限于Sallen-Key滤波器的替代拓朴也在本发明的范围 内。此外，与替代阶和截止频率相同，Butterworth等的不同滤 波器类型也在本发明的范围内。低通滤波器430、 431和432的输 出分别是向数字延迟450、 451和452的输入。此外，替代实施例 可以利用多种形式的低通滤波器。
在本发明的优选实施例中，数字延迟450、 451和452是包括 输入端的模拟-数字转换和输出端的数字-模拟转换的单块集成 电路(IC)。利用数字存储器来延迟数字化后的输入信号，并且 通过改变采样频率来设置延迟时间。替代实施例可以包括实现 多于一个的数字延迟的单块IC。本领域技术人员认可并且在图7 中示出这些IC的内部才喿作。
仍参考图5，本发明的一个实施例将数字延迟450、451和452 的延迟时间i更置为7TV4、 4TV3和T。其中Ti约为50ms。在优选 实施例中，使用低频振荡器(LFO)少量调制数字延迟451的延迟 时间，而替代实施例利用LFO调制数字延迟450、 451或452中的 一个或多个数字延迟。在一个实施例中，LFO约为峰值是约5 伏特的lHz三角波形。包括但不限于正弦波形或任意波形的频 率和波形的替代实施例也在本发明的范围内。此外，包括省略 掉的任意数量的调制后的延迟时间均在本发明的范围内。如前 所述，大于1的任意数量的并行延迟元件也在本发明的范围和精 神内。在优选实施例中，通过值为R,/A的电阻器440将数字延迟 450的输出反馈至低通滤波器430的求和节点，然而在替代实施 例中可以使用多个其它的值。同样，通过电阻器441将数字延迟 451的输出反馈至低通滤波器431的求和节点，并且通过电阻器
阻器441和442的值优选与电阻器440的值基本相同。数字延迟 450、 451和452的输出是向求和》文大器402的lt入。在优选实施 例中，通过将反馈电阻器404的值设置为2Rs/N并将各输入电阻 器403的值设置为R3,求和放大器402对其输入等同地加权-2/N。 R3的值在某些程度上是任意的。通过电阻器410、 411和412将求 和放大器402的输出反馈至低通滤波器430、 431和432的反相求 和节点，其中在优选实施例中电阻器410、411和412的值为R"A， 然而在替代实施例中可以使用多个其它的值。
此外，参考图5，将数字延迟452的输出输入至低通滤波器 406。在一个实施例中，低通滤波器406用作数字延迟452的抗混 叠或限带滤波器。在优选实施例中，低通滤波器406是具有约 13.25kHz的-3dB频率的近似Butterworth形式的二阶多重反馈拓 朴。可以理解，任意阶、类型和拓朴的滤波器都在本发明的范 围内。低通滤波器406的输出变为电路的输出408。在本发明的 优选物理实施例中，低通滤波器430、 431和432、求和;汰大器402 以及低通滤波器40 6的有源模拟组件是包括数字延迟4 5 0 、 451 和452的单块集成电路的一部分。可以理解，分离这些有源组件 也在本发明的范围内。
图6示出利用普林斯顿科技公司PT2399数字延迟IC以实现 图5的电路的本发明的物理实施例。PT2399是包含集成的模拟-数字和数字-模拟转换的廉价的数字音频延迟IC。通过外部电阻 器的值或施加至引脚6的偏流的值来设置延迟时间，从而设置IC的内部时钟频率。PT2399均包含两个额外的反相运算放大器， 从而允许高效地实现整个电鴻j殳计。
图6的实施例优选经由包括利用串联电容器的多个部件将 输入信号400 AC耦合至低通滤波器430和431 。替代实施例可以 对输入进行电平移位由此不利用AC耦合。将滤波器430、 431 所利用的运算放大器分别嵌入数字延迟IC 460和461内。将低通 滤波器430、 431和432的各输出引脚15内部连接至数字延迟IC 460、 461和462中的延迟的输入。将这些延迟的输出体现在各IC 的引脚12上，并通过电阻器440、 441和442将这些输出分别反馈 至低通滤波器430、 431和432的反相求和节点。
数字延迟IC 460、 461和462中的延迟的输出(引脚12)也是向 求和放大器402的输入，其中求和放大器402的运算放大器被嵌 入数字延迟IC 460内。在图中还表示为节点GF的求和放大器402 的增益是-2/N,并且在数字延迟IC 460的引脚14上输出该增益。 将求和放大器402的输出反馈至低通滤波器430、 431和432的反 相求和节点，从而将求和放大器402的增益再反相为2/N。数字 延迟IC 462的输出是向低通滤波器406的输入。将该滤波器用的 运算放大器嵌入数字延迟IC 462内。优选通过R-C滤波器将低通 滤波器406的输出AC耦合至输出408 。
最初，使用电阻器420、 421和422来设置数字延迟IC 460、 461和462的延迟时间。在优选实施例中，这些电阻器的值分别 是与87.5ms、 67ms和50ms的延迟时间相，十应的4.99kQ、 3.24kQ
接的施密特触发反相器(Schmitt-trigger inverter),以生成低频方 波。低频振荡器480的输出是向优选使用数字延迟IC 461中所嵌 入的运算放大器来实现的积分器470的输入。积分器470将该方 波转换成三角形LFO。通过220kQ的电阻器425，积分器470的输出在数字延迟IC 461的引脚6上产生小的推4免电流(push-pullcurrent),从而少量调制数字延迟IC 461的延迟时间。即，由LFO来改变内部电压控制振荡器上的偏流，以改变内部延迟时钟频率，由此改变所嵌入的数字延迟的延迟时间。
图6进一步示出电路的运算所需的并且在普林斯顿科技公司的PT2399的数据表中找到的其它未列举的无源组件，该数据表通过引用包含于此。在结合PT2399数据表进行分析时，相关领域内的技术人员应能理解并且容易地选择前述组件的值。由于外部_接口电3各可以指示前述无源组件的多个il,因此如相关
领域的技术人员结合该数据表所看到的那样，本发明的应用将指示所需要的准确值。
此外，本发明的替代实施例可以包括实现多于 一个的数字延迟的 一 个或多个单块IC 。 一个替代实施例利用ASIC(application-specific integrated circuit, 专用集成电3各)来实现包括LFO用的运算放大器和施密特触发反相器的数字延迟和有源模拟电子设备。在一个或多个单块IC内实现的数字、有源模拟和无源模拟电子设备的任意组合都在本发明的范围内。在图3、4、 5和6中，可以理解，呈现给用户的实际信号输出是输入信号和输出信号的加权和。基于用户期望任意对这些信号进行加权，并且通常由用户利用包括但不限于数字和/或模拟电位计的外部部件来调整对这些信号的加权。
可以通过电子或计算机领域内的普通技术人员了解的多个部件或设备来实现本发明的技术。这些部件或设备包括但不限于传统的集成电子电路、模拟和数字电子设备的组合、数字信号处理器、微处理器、微控制器或计算机算法。
已经详细说明了本发明，本领域的技术人员可以理解，在不背离本发明所确定的精神的情况下，可以对本发明及其使用方法进行修改。因此，不是旨在将本发明的范围局限于所示出和说明的特定实施例。相反，旨在通过所附权利要求书及其等同物来确定本发明的范围。
权利要求
1.一种人工混响设备，包括输入信号端口和输出信号端口；以及N-1个输入求和节点的值，其中N表示2以上的整数值，所述输入求和节点各自具有一个或多个输入求和节点输入并具有基本表示所述输入求和节点输入的总和的输入求和节点输出；以及所述输入信号端口馈送至一个或多个所述输入求和节点输入；以及N-1个输入滤波器的值和N-1个输入延迟元件的值，所述输入延迟元件各自具有一个或多个输入延迟时间；以及所述输入滤波器和所述输入延迟元件配置在第一串联组合中，由此形成N-1个所述第一串联组合；以及所述第一串联组合各自具有第一组合输入和第一组合输出，所述第一组合输入由所述求和节点输出的其中之一来馈送；以及所述第一串联组合输出各自馈送至具有一个或多个输入的求和放大器；以及所述求和放大器具有被反馈至每一个所述输入求和节点的输出；以及N-1个第一局部反馈衰减器；以及如果将所述求和放大器的输出正反馈至所述输入求和节点，则通过所述第一局部反馈衰减器将所述第一串联组合输出负反馈至直接馈送所述第一串联组合的所述输入求和节点，或者如果将所述求和放大器的输出负反馈至所述输入求和节点，则通过所述第一局部反馈衰减器将所述第一串联组合输出正反馈至直接馈送所述第一串联组合的所述输入求和节点；以及反馈求和节点，其具有一个或多个反馈求和节点输入并具有基本表示所述反馈求和节点输入的总和的反馈求和节点输出；以及所述求和放大器的输出馈送至一个或多个所述反馈求和节点输入；以及反馈滤波器和反馈延迟元件，所述反馈延迟元件具有一个或多个反馈延迟时间；以及所述反馈滤波器和所述反馈延迟元件配置在第二串联组合中，由此形成一个或多个所述第二串联组合；以及所述第二串联组合具有第二组合输入和第二组合输出，所述第二组合输入由所述反馈求和节点输出来馈送；以及所述第二串联组合输出馈送至所述求和放大器的一个或多个所述输入；以及如果通过所述第一局部反馈衰减器来负反馈所述第一串联组合输出，则通过第二局部反馈衰减器将所述第二串联组合输出负反馈至所述反馈求和节点输入，或者如果通过所述第一局部反馈衰减器来正反馈所述第一串联组合输出，则通过所述第二局部反馈衰减器将所述第二串联组合输出正反馈至所述反馈求和节点输入；以及所述第二组合输出馈送至呈现输出信号的所述输出信号端口，由此在所述输出信号中反映与输入信号有关的人工混响。
2. 根据权利要求l所述的人工混响设备，其特征在于，还 包括输出滤波器，其被设置在所述第二组合输出和所述输出信 号端口之间。
3. 根据权利要求l所述的人工混响设备，其特征在于，还 包括所述输入滤波器和所述反馈滤波器中的 一 个或多个为低通滤波器。
4. 根据权利要求2所述的人工混响设备，其特征在于，还 包括所述输入滤波器、所述反馈滤波器或所述输出滤波器中的 一个或多个为低通滤波器。
5. 根据权利要求l所述的人工混响设备，其特征在于，还 包括输出求和节点，其具有一个或多个输出求和输入以及至少 一个输出求和输出，并被设置在所述第二组合输出和所述输出 信号端口之间，由此所述输出求和输出馈送所述输出端口 ；以及由所述输入信号端口馈送的一个或多个所述输入求和节点 输入通过值为bi的一个或多个输入增益进行加权，其中bi的绝对 值小于或等于l，并且i是表示所述一个或多个输入增益的第i个 的整数值；以及一个或多个所述第一组合输出通过值约为l-lbil的输出增 益Ci来馈送，并祐:馈送至一个或多个所述输出求和输入。
6. 根据权利要求5所述的人工混响设备，其特征在于，还 包括输出滤波器，其被设置在所述输出求和输出和所述输出信 号端口之间。
7，根据权利要求5所述的人工混响设备，其特征在于，还 包括bi的至少一个值约等于l。
8.根据权利要求5所述的人工混响设备，其特征在于，还 包括所述输入滤波器和所述反馈滤波器中的 一 个或多个为低通滤波器。
9. 根据权利要求6所述的人工混响设备，其特征在于，还 包括所述输入滤波器、所述反馈滤波器或所述输出滤波器中的 一个或多个为低通滤波器。
10. 根据权利要求l所述的人工混响设备，其特征在于，还 包括所述一个或多个第一局部反馈衰减器具有绝对值为A的一 个或多个增益，其中A大于0且小于或等于1;以及全局反馈衰减器，其被设置在所述求和放大器的输出和一 个或多个所述输入求和节点之间，所述全局反馈衰减器和所述 求和放大器的组合具有2A/N以下的增益。
11. 根据权利要求5所述的人工混响设备，其特征在于，还 包括所述一个或多个第一局部反馈衰减器具有绝对值为A的一 个或多个增益，其中A大于0且小于或等于1;以及全局反馈衰减器，其被设置在所述求和放大器的输出和一 个或多个所述输入求和节点之间，所述全局反馈衰减器和所述 求和放大器的组合具有2A/N以下的增益。
12. 根据权利要求l所述的人工混响设备，其特征在于 所述输入信号和所述输出信号是电信号；以及 所述求和节点、滤波器、衰减器和求和放大器通过一个或多个模拟网络来实现；以及所述延迟元件通过能够提供所述延迟时间的一个或多个集 成电路来实现。
13. 根据权利要求5所述的人工混响设备，其特征在于 所述输入信号和所述输出信号是电信号；以及所述求和节点、滤波器、衰减器和求和放大器通过一个或多个模拟网络来实现；以及所述延迟元件通过能够提供所述延迟时间的一个或多个集 成电路来实现。
14. 根据权利要求l所述的人工混响设备，其特征在于，还 包括对一个或多个所述延迟时间进^"调制，由此^f吏所述人工混 响丰满起来。
15. 根据权利要求5所述的人工混响设备，其特征在于，还 包括对一个或多个所述延迟时间进行调制，由此4吏所述人工混 响丰满起来。
16. —种模拟声音混响的方法，包括以下步骤将输入信号施加至具有两个或更多个输入求和节点输入并 具有输入求和节点输出的一个或多个输入求和节点；以及对所述输入求和节点输入进行求和，由此形成所述输入求和节点输出；以及对每 一 个所述输入求和节点输出进行延迟和滤波，以产生第一组合输出；以及将每 一 个所述第 一 组合输出利用1以下的绝对值衰减并反 馈至输入求和节点输出被进行了延迟和滤波的所述输入求和节 点输入；以及对所述第一组合输出进行求和及加权，将其反馈至一个或 多个所述输入求和节点输入并馈送至反馈求和节点输入；以及如果对所述第一组合输出进行求和及加权并将其正反馈至 一个或多个所述输入求和节点输入，则将每一个所述第一组合 输出负反馈至所述输入求和节点输入，或者如果对所述第一组合输出进行求和及加权并将其负反馈至所述输入求和节点输 入，则将每一 个所述第 一组合输出正反馈至所述输入求和节点输入；以及所述反馈求和节点具有两个或更多个所述反馈求和节点输 入并具有反馈求和节点输出；以及对所述反馈求和节点输出进行延迟和滤波，以产生第二组 合输出；以及如果所述第一组合输出被负反馈至所述输入求和节点，则 将所述第二组合输出负反馈至反馈求和节点输出被进行了延迟 和滤波的所述反馈求和节点输入，或者如果所述第一组合输出 被正反馈至所述输入求和节点，则将所述第二组合输出正反馈 至反馈求和节点输出被进行了延迟和滤波的所述反馈求和节点 输入；以及所述反馈求和节点输出表示与所述输入信号有关的人工混响。
17. 根据权利要求16所述的模拟声音混响的方法，其特征 在于，还包括以下步骤对至一个或多个所述输入求和节点输入的所述输入信号进 行值为bi的加权，其中bi的绝对值小于或等于l,并且i是表示所 述一个或多个求和节点的第i个的整数值；以及对一个或多个所述第一组合输出进行值为Ci的加权，其中Cj的值约为l-|bi|;以及对一个或多个加权后的所述第一组合输出与所述第二组合 输出进行求和，由此使所述人工混响丰满起来。
18. 根据权利要求16所述的模拟声音混响的方法，其特征 在于，还包括以下步骤对一个或多个所述延迟步骤进行调制，由此使所述人工混响进一步丰满起来。
19.根据权利要求17所述的模拟声音混响的方法，其特征 在于，还包括以下步骤对一个或多个所述延迟步骤进行调制，由此4吏所述人工混 响进一步丰满起来。
全文摘要
一种人工混响设备和方法，其具有接收输入信号的一个或多个输入求和节点，各输入求和节点馈送第一串联延迟元件，之后对第一串联延迟元件的输出进行求和、加权并反馈至输入求和节点。此外，反馈求和节点进一步馈送第二延迟元件，第二延迟元件馈送具有包含与输入信号有关的多维或多延迟混响的信号的输出。替代实施例进一步将通过输出增益加权后的一个或多个第一延迟元件输出馈送至输出求和节点，输出求和节点还对第二延迟元件的输出进行求和，并提供具有多维或多延迟混响的求和输出。通过传统的集成电子电路、模拟和数字电子设备的组合、数字信号处理器、微处理器、微控制器或计算机算法来容易且经济地实现该实施例。
文档编号H03G3/00GK101689840SQ200880021110
公开日2010年3月31日 申请日期2008年6月26日 优先权日2007年6月30日
发明者B·C·诺伊纳贝尔 申请人:B·C·诺伊纳贝尔