专利名称：具有时间-数字转换器的电路以及相位测量方法
技术领域：
本发明涉及具有分数相位检测器的电路和校正该分数相位检测器的方法。
背景技术：
数字锁相环(DPLL)使用相位检测器来检测参考信号和数控振荡器信号之间的相 位差。如果数字振荡器(DO)信号边缘也被计算在内，则DO信号的相位将以一个DO周期的 精度被量化。在每一个参考时钟周期，参考计数器对以参考频率为单位表示信道的调谐字 进行累加。通过这种方式，参考计数器便定义了 DO所应当出现的时间点。相位检测器测量 两个计数器间的差值以及针对回路所产生的校正信号。美国专利6，429，693中公开了一种采用分数相位检测器更精确地测量相位差的 方法，测量精度可以达到对应于时钟周期的分数。实现的方法是用一连串的延时电路产生 一系列更为延迟的时钟信号版本，并且在参考信号变换时采样这些版本。这些延迟之间的 差异仅为信号周期的几分之一。通过采样的结果，就可以确定时钟信号和参考信号之间的 时间延迟，其用延时电路的时间延迟来表示。这种工作形式叫做时间-数字转换(TDC)。不幸的是，TDC测量的是时间而不是相位。美国专利6，429，693提出若将测量的 时间转换成相位，需用时钟信号周期长度来除延迟，同样可以用延时电路的延迟来表示。美 国专利6，429，693避免进行这样的转换，因为它仅仅是将对时间的测量结果作为一个误差 信号。尽管如此，美国专利6，4 ，693说明了一种相位计算，其中在参考信号的变换与时 钟信号的正负变换之间确定了时间延迟，每一个时间延迟都根据延时电路的时间延迟来表 示。两个时间延迟间的差值代表了时钟信号在正负变换之间的时间间隔。该差值将时钟信 号变换和参考信号变换之间的时间测量结果做归一化处理。即得到了相位值。尽管如此， 当参考信号的周期是时钟信号周期的整数倍时，这种方法不能得到有用的结果。而且，延时 线对逻辑下变换和上变换的不同反应时间也会影响精度。
发明内容
除了其他目的之外，本发明的一个目的是用于已校准分数相位测量。此电路包括一个时间-数字转换器和一个振荡器电路，振荡器电路的振荡器与 时间-数字转换器相连。这里使用校准模式，其中将其变换的定时受到振荡器信号控制 的信号提供到延时电路的输入和与延时电路的管脚(tap)相耦接的采样寄存器的时钟输 入上。振荡器信号的多个不同的变换被选择来控制时钟电路的第一有效变换的定时处在 延时电路输入的变换之后。从采样寄存器中读取针对每次选择的结果数据，同时通过针 对多个不同变换的数据来确定振荡器信号的校准数据。用这种方式，可以消除未知延时 的影响。校准数据可以用来控制比如通过时间-数字转换器获得的相位的较低有效部分 (less significant part)和例如通过对振荡器信号周期计数而得到的相位的较高有效部 分(more significant part)之间的相对校准。在一个实施方式中，振荡器电路和时间-数字转换器只是锁相环的一部分，其他部分还包括一个相位检测器，其使用彼此进行了相对校准的较高有效和较低有效部分来产 生一个针对振荡器的频率控制信号。所以，由于不够精确的相对校准而产生的扰动将会减 小。在替代实施方式中，可使用这个相位检测器来实现一个相位解调电路，并未使用锁相 环。校准数据可以由耦接在管脚和相位检测器之间的可编程转换电路来编程。通过这种方 式，实现快速校准。在一个实施方式中，可使用一个极性选择电路，其被配置为选择振荡器信号中的 变换极性，该变换极性控制第一有效变换的定时，采样寄存器在该定时对来自延时电路的 数据进行采样。通过该方式使快速校准成为可能。在一个实施方式中，馈给电路包括一个脉冲抑制电路，其配置来将用于控制定时 采样的振荡器信号的变换选择在振荡器信号中后续可选择数量的脉冲之后。通过这样的方 法，校准过程可以不依赖占空比。
使用以下附图，这些和其他目的及优势可以在对示例实施例的描述中得以明显的 体现。图1所示为数字锁相环图2所示为时间-数字转换电路图3所示为校准过程中的信号图4、图5所示为多个时间-数字转换电路
具体实施例方式图1所示为数字锁相环。该锁相环由一个数控振荡器10、一个累加器12、一个时 间-数字转换器14、一个相位检测器16、一个环路滤波器18以及一个重定时采样电路19 构成。相位检测器16的第一、第二以及第三输入端分别接入参考信号、累加的振荡器相位 信号和分数相位信号。相位检测器16的输出端通过环路滤波电路18与数控振荡器10的 控制输入端耦接。数控振荡器10的输出端分别通过累加器12和时间-数字转换器14耦 接到相位检测器16的第二和第三输入端。采样电路13耦接在累加器12和相位检测器16 之间。在工作过程中数控振荡器10的频率(例如相位递增的速度)由一个反馈回路控 制。数控振荡器10输出信号的相位与一个参考进行比较，比较结果被用来控制数控振荡器 10的自适应过程。数控振荡器10相位的最高有效部分是通过累加器12中的累加值来规定 的。这个参考是通过第一参考信号和第二参考信号来表示的。第一参考信号施加到相 位检测器16的第一输入端上。参考信号和累加值都包括了表示周期个数的整数部分。它们 也可以选择包括分数部分。第二参考信号施加在采样电路13和时间-数字转换器14上。 第二参考信号指出何时需对累加器12中的累加值样本进行采样。第二参考信号的定时还 规定了相对于数控振荡器10输出信号的参考的相位的最低有效部分。时间-数字转换器 14则对参考与数控振荡器10之间相位差的最低有效部分进行测量。相位检测器16确定累加器中的采样值与第一参考信号间相位差的最高有效部分
5并将其与最低有效部分组合起来。相位检测器16通过环路滤波器18将所得相位差信号施 加在数控振荡器10的频率控制输入端上，以至于数控振荡器10的频率和相位锁定在参考 上。累加器12、相位检测器16和环路滤波器18都可以是数字信号处理电路，或者它们 可通过对数字信号处理器编程来完成其各自的功能的方法而被实现。类似的，数控振荡器 10可以部分由信号处理电路实现。这些信号处理电路在一个时钟信号控制下工作，每次在 相继的时钟周期的起始时更新信号值。第二参考信号不需要与该时钟信号同步。由于累加器12中的累加值在第二参考 信号的控制下被采样，所以通过建立采样电路13可以避免定时问题。在一个实施方式中采 样电路13包括一个同步采样电路和一个本身类型已知的重定时时钟电路。重定时时钟电 路接收第二参考信号和数控振荡器的输出信号，并且该重定时时钟电路被配置为当该电路 被第二参考信号的先前变换激活时，在数控振荡器输出信号所规定的时间点上产生信号变 换。该同步采样电路接在累加器12和相位检测器16之间，其时钟输入与重定时时钟电路 的输出相连接。所以同步采样电路在其余信号处理电路的时钟域内工作。图2所示为一个时间-数字转换器，其由一个馈给电路20、一个延时电路22、一个 采样寄存器M、一个转换电路26以及一个控制电路观构成。馈给电路20的第一输出端与 延时电路22耦接。在该实施方式中延时电路由一系列相互等延时的延时元件组成，如反相 器或者几对连续的反相器，这些反相器的管脚耦接到延时元件之间的节点。然而等延时并 非不可缺少，因为转换电路沈可对不相等延时进行校正。另一种方法是，将一些延时元件 并联使用使得在它们的输出端具有相互不同的延时和管脚。值得一提的是，延时电路22也 许会对延时信号起到放大、翻转或阈值限制等作用。这里使用的延时电路是延时逻辑电平 变换电路而不把其他信号改变排除在外。采样寄存器M的数据输入端与延时电路22的管脚耦接，而采样寄存器M的时钟 输入端与馈给电路20的第二输出端耦接。采样寄存器M的输出端通过转换电路沈与时 间-数字转换器的输出端耦接同时与控制电路观耦接(后者并未明确示出)。控制电路 28的控制输出端与馈给电路20和转换电路沈耦接。馈给电路20包括一个重定时器202、一个采样器204和第一及第二多路器206及 208。馈给电路的第一、第二两个输入端20h、202b分别接入数字时钟信号和参考信号。第 一输入端200a耦接到重定时器202和采样器204的时钟输入端。重定时器202的输出端 耦接到采样器204的数据输入端。采样器204的第一输出端和第二输出端分别输出被采样 信号和逻辑反转后的被采样信号。第一和第二多路器206、208的输出端分别耦接到延时电路22的输入端和采样寄 存器M的时钟输入端。第一和第二多路器206、208的控制输入端耦接到控制电路观上。 第一多路器206的输入端耦接到第一个输入端20 并耦接到重定时器202的输出端。第 二多路器208的输入端耦接到第二输入端202b并耦接到采样器204的输出端。在工作过程中，控制电路观将时间-数字转换器在正常工作模式和校准模式之间 切换。在正常工作模式中，控制电路观控制多路器206、208分别选通来自第一和第二个输 入端20h、202b的信号。结果导致来自数控振荡器10到达第一输入端20 的信号被选 通至延时电路22，而到达第二输入端202b的参考信号被选通至采样寄存器M的时钟输入端。来自数控振荡器10的信号可以是二进制信号。延时电路22产生该信号的多个不同延 迟版本。采样寄存器M在参考信号规定的时间点上从数控振荡器10中对该信号的不同版 本进行采样。转换电路26将被采样信号转换成施加在相位检测器16上的最低有效相位差 值。转换电路26是一个可编程电路，例如查表存储器，其提供一个可编程的转换过程，将采 样值转换成相位差值。控制电路观可被配置为基于校准模式下获得的结果来对转换进行编程。为了获 取这些结果，控制电路观需要周期性地将时间-数字转换器切换到校准模式。在校准模式 下，控制电路28控制第一多路器206将来自重定时器202的信号选通至延时电路22的输 入端。类似的，在校准模式下，控制电路观控制第二多路器208将来自采样器204的信号 选通至采样寄存器M的时钟输入端。校准模式具有两个阶段，它们在对耦接到采样寄存器 M时钟输入端的采样器204输出端进行选择方面有所不同。在第一和第二阶段，第二多路 器208将采样寄存器M的时钟输入端分别与采样器204的第一和第二输出端耦接。结果 导致两个不同阶段使用彼此反相的时钟信号。图3所示为在第一、第二阶段的信号。第一条迹线所示为来自数控振荡器10的信 号CKV，第二条迹线所示为第二参考信号R2，第三条迹线所示为施加在延时电路22上的来 自重定时器202的重定时信号RT。第四、第五条迹线所示的是采样器204的输出信号SP、 SN，它们分别在第一、第二校准阶段被施加在采样寄存器M的时钟输入端。在所示实施方式中，来自采样器204的SP、SN信号中的第一正变换触发了采样寄 存器M的采样。这个触发了采样的变换将被称为第一有效变换。当然，这个正变换只是一 个例子不对时钟信号正变换进行响应，取而代之的是采样寄存器M也可以对负变换进行 响应，在这种情况下，该负变换则被称为有效变换。取决于数控振荡器10的输出信号的第一有效变换的受控定时被用在校准中。馈 给电路20可以确保在不同的校准阶段，第一有效变换的定时由数控振荡器10的输出信号 的相互不同的变换所控制(不同，这里是指与重定时信号RT的上一次先前变换有关的它们 的相对位置不同)。在图3所示实施方式中，第一有效变换由数控振荡器10的输出信号分 别在两个不同的阶段中的正负极性的变换来进行定时。第一有效变换可以由多种方式产生。尽管图3示出第一有效变换可以出现在没有 触发采样的一次负变换之后，然而应当理解可以使用替代的信号而无需在其前面具有负变 换。这个可以通过使用多个采样电路响应于重定时器202的逻辑上彼此反相的输出信号来 实现。在另一个实施方式中，不把多路器208与彼此反相的采样器204的输出端耦接，而是 把采样器204的单个输出端耦接在一个异或门的第一输入端上，异或门的第二输入端耦接 到控制电路28，异或门的输出端耦接在第二个多路器208上。通过这种方式，控制电路可以 通过异或门控制反相。也可以使用其他极性选择电路，这些电路可用来在数控振荡器10的 输出信号中选择性地造成一些不同变换，以确定采样寄存器M时钟输入端处的第一有效 变换的定时。 在校准过程中，控制电路观接收来自采样寄存器M的被采样输出信号。这些信号 从延时电路22的各个管脚引出，并且指示出在输出信号SP、SN第一次上升变换的时刻，重 定时信号RT的最后一次变换发生的时间是否比与管脚相关延时的时间更早。通过确定上 述指示为肯定的管脚与上述指示为否定的管脚之间的界限，控制电路观可以获得重定时信号RT的最后一次变换与采样器M的输出信号SP、SN的变换之间的时间间隔的长度Tp、 Tn经量化后的估计值。根据这些时间长度，则下列等式成立Tn = Tcvk-ToTp = Tcvk/2-To这里Tcvk是数控振荡器10输出信号的周期，To是由多路器206和208、采样器 204及延时电路22和采样寄存器M的内部电路所引起的未知延时。根据这些相对关系，可 以得到一个关于Tcvk的表达式Tcvk = 2* (Tn-Tp)在校准模式下，控制电路28通过设置第二多路器208使采样器204的第一和二个 输出信号选通，同时在不同的设置之后从采样寄存器M中读出信号。因此，这些信号表示 长度Τρ、Τη经量化后的估计值。控制电路观进而根据Tcvk与Τρ、Τη相关的表达式来由长 度Tp、Tn经量化后的估计值计算Tcvk。根据计算后的Tcvk，控制电路观确定也许在正常 工作模式下与采样寄存器M的输出信号相关的相位值(由Tcvk进行归一化处理后的时间 值)，并且对转换电路沈编程来将这些输出信号转换成已确定的相位值。当延时电路22规定等间隔延时时，可以用单校准因数来对转换编程。当延时间隔 不等时，校正值可以被提供在一张查找表中用于每一次可能的读出。除此之外，控制电路观 可以通过这些测量来确定未知的延时To并利用该未知的延时To来控制采样值转换成相位 值中的补偿值。图4所示的一个实施方式中，一个脉冲抑制电路40被加在采样器204的输出端和 第二多路器208的输入端之间。这个脉冲抑制电路有一个复位输入端与重定时器202的输 出端耦接。当重定时器202的输出端发生变换后，该脉冲抑制电路可以被配置为抑制来自 第二个输出端信号的一定数量的脉冲。脉冲抑制电路本身是已知的。一个脉冲抑制电路可 以由一个计数器和一个与门组成。计数器耦接到脉冲输入端，用于在重定时器202复位之 后对脉冲计数。与门的输入端可以接在脉冲输入端和计数器的溢出输出端上。脉冲抑制电路的使用起到如下效果，使得被测量的延时为Tn (k) = k*Tcvk-To这里k是被抑制的脉冲个数。因此，当测得两个延时Tn(k)，Tn(k’ )时，由于被抑 制脉冲的不同个数k、k’(其中一个可能为零)，Tcvk = (k-k，)* (Τη (k) -Tn (k，))控制电路28继而将脉冲抑制电路40设置为抑制不同数量k、k’的脉冲(其中一个 可能为零)并使用这些设置从采样寄存器M中读出信号。这些信号则代表了长度Tn(k)， Tn(k')经量化后的估计值。接下来控制电路观根据长度Tn(k)，Tn(k’ )经量化后的估计 值来计算Tcvk，确定相位值，并对转换电路沈编程来将采样寄存器M的输出信号转换成相 位值。通过这种方式，可以避免依赖占空比的问题。图4所示实施方式可以和图2所示实施方式结合使用，比如在采样器204和第二 多路器208的一个或者两个输出端之间使用脉冲抑制电路，或在第二多路器208和采样寄 存器M的时钟输入端之间使用脉冲抑制电路。值得一提的是，任何管脚数据组合都可以使 用，这些数据是通过在被数控振荡器10输出信号的多个不同的所选变换锁控制的时间点处进行采样而获得的。使用两个不同的被选择的变换就足够了。将来自延时电路22的不 同结果管脚信号所代表的延时相减，共同的未知延时将被消去。图5所示实施方式中，一个可变延时电路50被加在馈给电路20和采样寄存器M 的时钟输入端中间。在工作过程中，可变延时电路50用来在测量中加入扰动。就是说，控 制电路观可以控制可变延时电路50来施加随机变化的延时而不像延时电路22的延时一 样被量化。随后控制电路将平均这些被量化的延时测量结果Tn和/或To以获得更精确的 延时测量。不是随机地变化延时，而是可以将延时进行斜坡上升或者下降或其他方式变化。 正常工作期间也可以使用扰动，可以得到更为精确的测量，在这种情况下控制电路观优选 地配置来在环路滤波器18的通频带之外的频率处改变延时。当数控振荡器10的周期有微小变化时，可以不用频繁进行校准模式。基本上，对 于单一频率来讲只需校准一次。作为替代，可以执行周期性的校准。在这个实施方式中，转 换电路26可以被配置为将其校准模式下的输出锁定为在工作模式下获得的最后一次相位 值上。尽管描述了某一种特定的实施方式，但其他实施方式也是可行的。比如，在校准模 式下不使用第二参考信号作为馈给电路20的输入而是用其他的信号，或者省去这个信号， 而如图3所示响应来自控制电路观的信号来触发一个脉冲序列。类似的，可在延时电路22上施加不同的信号，从而可以代替在校准模式下采样寄 存器M的时钟输入端处使用不同的信号。当采样寄存器M的时钟输入端信号与延时电路 22的输入端信号之间的相对延时的改变量由数控振荡器10输出信号的周期或者半周期来 规定时，可进行相位测量的精确校准。控制电路观可以使用被编程以实现其功能的可编程计算机来实现。也可以对可 编程计算机进行编程来实现累加器12、相位检测器16、环路滤波器18和转换电路等等的功 能。不在时间-数字转换电路中使用转换电路，而是可以将相位检测器16配置为使用 与延时电路22的延时的振荡器周期有关的信息，来控制相位信息的较高有效部分与通过 对延时电路22管脚采样而获得的数据相组合的方式。比如，不将时间转换为相位，而是与 振荡器周期有关的信息可以用来将相位转换为时间。在正常工作模式和校准模式中不使用 相同的采样寄存器读取延迟电路22，而是可以在两种模式中采用不同的采样寄存器来用于 读取。尽管已经描述了时间-数字转换器应用于锁相环中的实施方式，应当理解在其他 应用中也是可行的，比如应用于数字相位解调器，其中数控振荡信号10和参考信号之间的 相位差可以被测量而无需与任何频率适配，或者应用于其中使用相位检测器来控制参考信 号源电路的频率而不是数控振荡器10的频率的一个锁相环。通过研究附图、说明书和所附权利要求，本领域技术人员能够在实践所要求发明 的过程中理解并实现对公开实施例的其他变化。在权利要求中，“包括”并未将其他的元素 和步骤排除在外，冠词“一个”也并未将多个排除在外。一个单处理器或者其他单元可完成 在要求中列举的多项的功能。记载在相互不同的从属权利要求中的特定方案这一事实并 不代表这些测量的组合不能被用来获得优点。计算机程序可以被储存/分布在合适的介 质上，比如光存储介质或者固态存储介质，作为其他硬件的一部分，也可以通过其他方式传播，比如通过因特网或其他有线或无线的电信设备。权利要求中出现的任何参考标记都不 应当构成为对范围的限制。
权利要求
1.一种电路，包括时间-数字转换器(14)和振荡器电路(10)，该振荡器电路的振荡器 耦接到时间-数字转换器(14)，该时间-数字转换器(14)包括延时电路(22)，其具有延时电路输入端和多个管脚，该延时电路0 被配置为在所述 管脚分别输出来自延时电路输入端的信号的不同延时版本；采样寄存器(M)，其具有时钟输入端和耦接到所述管脚的数据输入端，该采样寄存器 被配置为对时钟输入端的有效变换作出响应来对来自数据输入端的数据进行采样；馈给电路(20)，其耦接到振荡器输出端、延时电路输入端和时钟输入端，该馈给电路 (20)被配置为可选择地至少工作在正常工作模式下或校准模式下，并且被配置为，当在正 常工作模式下时向延时电路输入端馈给振荡器电路(10)的振荡器信号并向采样寄存器 (24)的时钟输入端馈给参考信号，以及当在校准模式下时向延时电路输入端和时钟输入端 二者提供其变换定时受振荡器信号控制的信号，所述馈给电路00)被配置为用来选择振 荡器信号的变换，使得所选择的变换控制时钟电路处的第一有效变换的定时发生在延时电 路输入端处的转换之后；控制电路(观)，配置为将馈给电路在正常工作模式和校准模式之间切换，控制馈给电 路00)在校准模式下相继地选择多个不同的变换以控制第一有效变换的定时，从采样寄 存器04)中读取针对每个选择的结果数据，以及根据这些数据来确定针对振荡器信号的 校准数据。
2.高有效部分与相位数据的较低有效部分组合起来，相位检测器(16)的相位监测器输出 端与振荡器电路(10)的频率控制输入端耦接，其中时间-数字转换器(14)与相位检测器 (16)耦接来指示较低有效部分，控制电路08)被配置为按照校准数据来控制较低有效部 分与较高有效部分的相对校准。
3.根据要求2所述的电路，包括可编程转换电路( )，该可编程转换电路06)耦接在 管脚与相位检测器(16)之间，控制电路被配置为按照校准数据将来自管脚的信号的转换 编程为相位值。
4.根据要求1所述的电路，其中馈给电路OO)包括极性选择电路，该极性选择电路被 配置来选择振荡信号的变换的极性以控制第一有效变换的定时。
5.根据要求1所述的电路，其中馈给电路OO)包括脉冲抑制电路(40)，该脉冲抑制电 路被配置来将用于对第一有效变换的定时进行控制的振荡器信号的变换选择在延时电路 输入端处的变换以及振荡器信号中随后的可选数量的脉冲之后。
6.根据要求1所述的电路，包括一个耦接在馈给电路OO)与延时电路输入端及时钟输 入端之间的可变延时电路，该可变延时电路被配置为对延时电路输入端和时钟输入端信号 之间的相对延时进行扰动。
7.一种相位测量方法，该方法包括在延时电路0 的管脚处分别产生来自延时电路输入端的信号的不同延时版本；对时钟输入端的有效变换作出响应来对来自数据输入端的数据进行采样；在正常工作模式和校准模式之间切换，并且当处于正常工作模式时，向延时电路输入端馈给振荡器电路(10)的振荡器信号并且向采样寄存器04)的时钟输入端馈给参考信号，而当处于校准模式时，把其变换的定时受振荡器信号控制的信号提供给延时电路输入端和时钟输入端， 随后选择振荡信号的多个不同的变换，以将时钟电路处的第一有效变换的定时控制来 发生在延时电路输入端处的变换之后；从采样寄存器中读取针对每个选择的结果数据，该方法还包括根据用于多个不同变换 的数据来确定针对振荡器信号的校准数据。
全文摘要
用于校准时间-数字转换器的校准数据可以通过对时间-数字转换器的馈给电路(20)在正常工作模式和校准模式之间切换来获取。延时电路(22)具有延时电路输入端和多个管脚，这些管脚分别输出来自延时电路输入端的信号的不同延时版本。采样寄存器(24)的数据输入端耦接到管脚并响应于时钟输入端的有效变换来对来自数据输入端的数据进行采样。当处于正常工作模式时，馈给电路(20)向延时电路输入端提供振荡器电路(10)的振荡器信号，并向采样寄存器(24)的时钟输入端提供参考信号。当处于校准模式时，馈给电路(20)向延时电路输入端和时钟输入端提供其变换定时受振荡器信号控制的信号。馈给电路(20)用来选择振荡器信号的变换，使得所选择的变换控制时钟电路处的第一有效变换的定时发生在延时电路输入端处的转换之后。控制电路(28)用来切换馈给电路在正常工作模式与校准模式下工作，从而在校准模式下，控制馈给电路(20)选择多个不同的变换以控制第一有效变换的定时。控制电路从采样寄存器(24)中读取对应每个选择结果数据，并由这些数据来确定针对振荡器信号的校准数据。
文档编号H03D13/00GK102113206SQ200980130102
公开日2011年6月29日 申请日期2009年6月30日 优先权日2008年7月2日
发明者何新, 内纳德·帕夫洛维茨, 扬·范辛德恩, 马内尔·科拉多斯·阿森西奥 申请人:意法爱立信有限公司