使用正交调制系统的无线音频设备的制作方法与工艺

本公开的方面包括使用数字调制技术来处理在无线通信信道上至接收及信号处理设备的输入信号。具体的，本发明的方面涉及无线音频设备(例如，无线麦克风)。

背景技术：
无线麦克风(其可称为无线电麦克风)通常是无物理电缆的麦克风，该物理电缆将无线麦克风直接连接至相关联的声音记录或放大设备。存在跨越用以支持至相关联的接收设备的无线麦克风的连接的不同传输频谱及传输技术的众多标准。例如，连接可利用超高频率(UHF)或非常高频率(VHF)、利用诸如频率调制(FM)或幅度调制(AM)的模拟调制技术的频率。一些低成本无线模型可使用通常需要无线麦克风与接收装置之间的直接视线的红外光，而较贵的射频模型可使用无需直接视线的射频信号。一些模型在单一固定频率上操作，但是更多先进的模型通常在用户可选择频率上操作，以避免允许同时使用若干个无线麦克风的干扰。通过对艺术家或演讲者提供更大的移动自由，避免有线麦克风共有的布线问题及减少在表演空间中电缆“失足滑倒（triphazards）”，无线麦克风通常是有利的。然而，无线麦克风可能具有由于范围受限、范围过大导致对其他无线电设备的干扰/来自其它无线电设备的干扰、及操作时间受限导致的缺陷。操作时间相对于电池寿命是受限的，并且因于传输电路、提供外加特征的电路对电池的较大汲取，该操作时间通常短于正常的电容式麦克风。当前无线麦克风技术正从诸如FM的模拟方式移至数字方式。然而，数字方式通常涉及复合调制(即，传输载波波形的同时的幅度调制与相位调制)。相比于模拟方式，此复合调制通常复杂化调制器。例如，就电池寿命(即，电力消耗)及货币成本而言，传统FM系统通常是非常优化的。

技术实现要素：
提供此发明内容以一简化形式引入下面在具体实施方式中进一步描述的概念的选择。然而，此发明内容并非意欲于鉴别本公开的关键特征或本质特征。通信系统并入正交调制器系统以降低关于传统方式的电力消耗且可支持任何二维数字技术。该正交调制器系统包括不同子系统，包括数字-模拟变换电路、基带滤波器及正交调制器。该数字-模拟变换电路将离散时间样本转换成连续时间信号，且进一步包括过采样噪声整形调制器，诸如sigma-delta调制器。接着，基带滤波器移除带外能量，包括采样图像及量化噪声。实施例可支持不同类型的无线音频设备，包括无线麦克风及音频背包（bodypack）。对于本公开的另一方面，过采样噪声整形调制器分别将数字同相(I)信号及数字正交(Q)信号转换成量化的I信号，以及将数字Q信号转换成量化的Q信号，其中量化的信号量化为每个样本具希望数目的量化位。接着，数字-模拟转换器(DAC)将量化信号转换成对应的模拟信号，该模拟信号进一步滤波以降低噪声信号分量。接着，正交调制器将滤波信号及本地振荡器信号变换成传输的输出信号，该传输的输出信号可以传输至无线接收器。对于本公开的另一方面，一些电路组件可包括离散器件，该离散器件导致降低对正交调制器系统的电力消耗。对于本公开的另一方面，一些或所有电路组件可并入相同的电子器件中。例如，可在一个现场可编程门阵列内实现同相/正交相位(I/Q)转换器及过采样噪声整形调制器。附图说明通过考虑附图参考下面的描述，可以获得本发明的示例实施例及其优点的更加完整的理解，其中相同的参考数字指示相同的特征，并且其中：图1示出根据本公开的方面的具无线麦克风的通信系统。图2示出根据本公开的方面的正交调制器系统。图3示出根据本公开的方面的用作为过采样噪声整形调制器的sigma-delta调制器的框图。图4示出根据本公开的方面的用作为过采样噪声整形调制器的sigma-delta调制器的框图。图5示出根据本公开的方面的低分辨率数字-模拟转换器(DAC)的框图。图6示出根据本公开的方面的sigma-deltaDAC的低通二阶谱密度。图7示出根据本公开的方面的在图6中示出的谱密度的缩放版本。图8示出根据本公开的方面的离散正交调制器的框图。图9示出根据本公开的方面的装置，该装置处理输入信号并经由无线信道将经处理的信号传输至无线接收和信号处理设备。具体实施方式在各种示例性实施例的下文描述中，参考形成本发明的一部分且在其中通过例示示出可实践本发明的各种实施例的附图。应理解，可利用其它实施例，且可在不背离本发明的范围的情况下作出结构及功能的修改。图1示出根据本公开的方面的通信系统，其具有分别经由无线信道153及154与无线接收和信号处理设备103通信的无线麦克风101及102。对于一些实施例，可使用多于一个的无线麦克风(例如对于一些音乐剧摄制，四十个或四十个以上无线麦克风)以支持表演组的不同成员(对应于输入信号151及152)。在该情况下，无线设备103可容纳在半机架配置中，从而两个无线设备103可一起安装在一个机架系统中。虽然图1仅示出每个无线麦克风101、102与无线接收和信号处理设备103之间的一个通信信道，但是一些实施例也可以支持分集接收器，该分集接收器从每个麦克风接收多个传输信道以提供额外的健壮性。实施例可支持附接至用户(例如，背包)并处理从分开的麦克风获得的输入信号的无线音频设备。当由于在存在受限带宽的UHF频带(通常称为TV空白)中操作谱效率(bps/Hz)是重要考虑时，可使用谱效率复合调制。因为复合调制是指通信信道153及154上的传输载波信号的同时的幅度调制与相位调制，所以与例如频率调制的模拟调制相比，复合调制通常复杂化调制器。就工业上已设定某一预期值的电池寿命(例如，电力消耗)及货币成本而言，传统FM系统通常是非常优化的。如将进一步讨论的，一些实施例解决成本考虑(例如，电力、货币及大小)以支持数字载波调制。无线麦克风101包括数字I/Q转换器104、过采样噪声整形调制器105a、低分辨率数字-模拟转换器(DAC)105b、滤波器106及模拟正交调制器107。虽然过采样噪声整形调制器105a及DAC105b在图1中示出为两个元件，但是过采样噪声整形调制器105a可以与DAC105b共享一些共性并可以部分在单个电子器件(例如，数字信号处理器(DSP)、微处理器、专用集成电路(ASIC)或现场可编程门阵列(FPGA))中实现。数字I/Q转换器104将输入信号151(对应于模拟波形)转换成包括同相(I)信号分量及正交相位(Q)信号分量(其具有相对于该I信号分量的90度相移)的数字地调制的波形，以提供该数字地调制的波形的二维表示。接着，通过正交调制系统108处理该数字地调制的波形，该正交调制系统108包括过采样噪声整形调制器105a、低分辨率数字-模拟转换器(DAC)105b、滤波器106及模拟正交调制器107。对于一些实施例，正交调制系统108优化电力消耗，如将进一步讨论的。正交调制系统108处理该数字地调制的波形(包括I信号分量及Q信号分量)，并形成模拟调制的载波，该模拟调制的载波可表示为：s(t)=Re(ejwt×(I(t)+jQ(t)))(方程式1)无线接收和信号处理设备103处理经由信道153及154上接收的信号，并形成经处理的信号155，该经处理的信号155可以记录在记录介质上或可通过声学系统(例如，扬声器系统)播放。图2示出根据本公开的方面的正交调制器系统200。正交调制器系统200是用以产生优化的正交调制器的子系统的集合，其中当与传统系统比较时，重要的度量是电力成本、货币成本及大小成本。对于一些实施例，一些组件可在电子器件201(例如，场可编程门阵列(FPGA)或专用集成电路(ASIC))中实现。对于传统系统，通常使用外部高速电流操纵数字-模拟转换器集成电路。然而，对于一些实施例，正交调制器系统200对于I分量使用sigma-delta调制器203及低分辨率DAC204，对于Q分量使用sigma-delta调制器206及低分辨率DAC207。如将进一步讨论的，可在通常用来实现输入信号在无线音频设备中的离散时间处理的相同的现场可编程门阵列(FPGA)或专用集成电路(ASIC)内实现sigma-delta调制器203和206以及低分辨率DAC204和207。Sigma-delta调制器203支持sigma-delta(ΣΔ)(有时称为delta-sigma(ΔΣ))调制，以通过使用脉冲密度调制将高分辨率信号编码成低分辨率信号。相比于传统数字-模拟转换器，使用sigma-delta调制，正交调制系统200通常具有较少的电力消耗和较低的成本。例如，与使用高速电流操纵DAC集成电路的传统系统相比，正交调制系统200少消耗大约70%的电力、成本少大约50%、且具有少大约30%的大小成本。此外，一些或所有正交调制系统200可包括在已经存在于无线系统101中的现有数字逻辑(例如，ASIC或FPGA)中，进一步降低其成本及电力。除了取代通常在传统系统中使用的外部DAC之外，正交调制系统200还利用将DAC并入与在先的数字处理相同的电子芯片中而减少数字路由(对应于减少I/O需求)。实施例可并入不同芯片上-芯片外组合。例如，正交调制系统200的所有功能可在一个芯片(电子器件)上。替代地，一些实施例可仅将数字I/Q产生器、过采样噪声整形调制器以及数字-模拟转换器并入在一个芯片上。对于其它实施例，数字I/Q产生器、过采样噪声整形调制器、数字-模拟转换器以及模拟正交调制器可在一个芯片上，同时基带滤波器可在该芯片外部。对于其它实施例，数字I/Q产生器、过采样噪声整形调制器及数字-模拟转换器可在一个芯片上，同时基带滤波器以及模拟正交调制器位于第二芯片上。由频率208驱动其采样的正交调制系统200包括三个电路组件(子系统)，这三个电路组件包括数字-模拟变换电路213、基带滤波器209及模拟正交调制器212。将离散时间样本转换成连续时间信号的数字-模拟变换电路213进一步包括过采样噪声整形调制器(例如，sigma-delta调制器)203以及DAC204。接着，基带(BB)滤波器209移除带外能量，包括采样图像、量化噪声等等。对于一些实施例，滤波器209包括主动滤波器。滤波器阶数、滤波器形状及滤波器截止频率通常取决于sigma-delta调制器的特性。例如，可以以特定sigma-delta调制器做模型，并且可产生谱密度图。从该谱密度图，可以指定幅度频率响应，使得带外噪声电平降低至期望的电平。从该幅度频率响应，可以选择具有适当的阶数、形状(例如，Butterworth、Chebyshev等)和截止频率的滤波器。电路组件202至204以及209与I信号处理相关联，而相似的电路组件205至207以及210与Q信号处理相关联。然后，模拟正交调制器212根据方程式1基于RF振荡器211，将产生的模拟形式的同相(I)和正交相位(Q)波形与期望的载波频率的模拟复合正弦曲线相乘。正交调制系统200使得载波能同时在幅度和相位两者(或等效地同相及正交相位)上被调制，以实现支持任何二维调制数字方案，包括数字正交幅度调制(QAM)、相移键控(PSK)、正交频分复用(OFDM)及连续相位调制(CPM)。正交调制系统200可并入包括无线麦克风系统的不同的有线及无线通信系统中。数字上变换器(DUC)202和205分别将额外样本添加至数字I信号251及数字Q信号252。例如，每个样本可以重复，从而增大取样率。对于过采样噪声整形调制器203，通过过采样输入信号而用时间分辨率交换幅度分辨率(即，量化电平)。对于一些实施例，过采样噪声整形调制器203可包括sigma-delta调制器(其也可称为delta-sigma调制器)。基带滤波器209及210分别提供模拟I信号及模拟Q信号的滤波，以拒绝采样图像及带外量化噪声。基带滤波器209及210可以采用主动滤波器配置，以便产生电感器大小变得惊人地大的低带宽滤波器。模拟正交调制器212的离散实现帮助最小化电力消耗。这允许优化模拟正交调制器212的每个元件。主元件包括如图8中示出的平衡混合器801及802、分相器803以及模拟求和器804。模拟正交调制器212形成RF输出信号257(对应于在如图1中示出的通信信道153及154上运载的传输的信号)。对于一些实施例，可以使用差分信号经由连接253至256互连一些子系统，其中传输的输出信号包括对应的非反相信号和反相信号，以减少信号污染。图3示出用作根据本公开的方面的过采样噪声整形调制器的sigma-delta调制器301(对应于如图2中示出的sigma-delta调制器203)的框图。如前所述，sigma-delta调制器301可位于与先前的处理逻辑(例如，数字I/Q转换器104)相同的电子电路(例如，FPGA201)。此外，一些或所有低分辨率DAC306可并入相同的电子器件。H(z)是调制滤波器303的转移函数，并且与量化器304相关联的量化器位数目是sigma-delta调制器301的主要可调谐参数。可通过下式从噪声转移函数(NTF)以及信号转移函数(STF)确定调制滤波器303的转移函数H(z)：NTF=Y(z)/N(z)=1/(1+H(z))(方程式2)STF=Y(z)/X(z)=H(z)/(1+H(z))(方程式3)例如，当NTF=(1-z-1)2=1–2z-1+z-2时，二阶滤波器转移函数H(z)为：H(z)=(1-NTF)/NTF=(2z-1–z-2)/(1–2z-1+z-2)(方程式4)上面的NTF导致二阶H(z)是性能与复杂度之间的良好折衷。低阶可更相关于量化噪声(即，音调)，其中高阶调制器可具有稳定性问题。Sigma-delta调制器301包括信号组合器(其可称为求和器)302、调制滤波器303及量化器304。如图3中所示，信号组合器302从来自数字上变换器202(如图2中所示)的数字I信号减去来自量化器304的量化输出。虽然数字I信号描述为具有M位(例如，如在图2中示出的12位)，且来自量化器304的量化的I信号描述为具有N个量化位，sigma-delta调制器301调整来自量化器304的位数目以匹配与数字I信号相关联的位数目，从而信号组合器302可以将两个数相减。例如，当量化的位数目等于N时，量化状态的数目等于2N，其中数字I信号的位数目可被减小以匹配来自量化器304的位数目。Sigma-delta调制器301在离散时间执行并且因此可在数字逻辑中实现。当量化器位数目选择为1(即，N=1)时，连接在sigma-delta调制器301的输出处的低分辨率DAC306的设计被简化(因为其仅具有2种量化状态)，并且可使用标准数字逻辑I/O来实现如图5所示的低分辨率DAC。即使当来自sigma-delta调制器301的量化器状态的数目大于2时，若干个数字I/O电路可以组合以产生超过三种状态。通过将sigma-delta调制器301及DAC306并入相同的电子器件内，可明显降低相关联的成本。图4示出用作根据本公开的方面的过采样噪声整形调制器的sigma-delta调制器401的框图，其中框图401是如图2中示出的sigma-delta调制器203的替代实施例。Hf(z)是调制滤波器405的转移函数，并且与量化器403相关联的量化器位数目是sigma-delta调制器401的主要可调谐参数。可通过下式从噪声转移函数(NTF)以及信号转移函数(STF)确定调制滤波器405的转移函数Hf(z)：NTF=Y(z)/N(z)=1-Hf(z)(方程式5)例如，当NTF=(1-z-1)2=1–2z-1+z-2时，二阶滤波器转移函数Hf(z)为：Hf(z)=(1–NTF)=(2z-1–z-2)(方程式6)Sigma-delta调制器401包括第一信号组合器(求和器)402、N位量化器403、第二信号组合器(求和器)404以及调制滤波器405。第一信号组合器402添加来自调制滤波器405的滤波的信号及来自数字上变换器202(如图2中所示)的数字I信号。接着，第二信号组合器404减去来自第一信号组合器402的输出的量化的输出。与先前的描述一致，sigma-delta调制器401调整来自量化器403的位数目，以匹配与来自数字上变换器202(如图2中示出)的数字I信号相关联的位数目。虽然一些实施例可并入二阶sigma-delta调制器，但是其它实施例可并入N阶sigma-delta调制器，其中阶数大于或小于2。高阶的调制器可增大带内信噪比(SNR)。虽然sigma-delta调制器301及401(如分别在图3及图4中示出)可包括单级，但是其它实施例可利用多级噪声整形(MASH)配置，其中一阶sigma-delta调制器级联形成高阶的噪声整形。虽然高阶单级sigma-delta调制器可导致不稳定特性，但是利用多级一阶sigma-delta调制器配置确保稳定性，因为每个一阶回路是稳定的。图5示出根据本公开的方面的低分辨率数字-模拟转换器(DAC)204的框图。DAC204提供来自非反相输出551及反相输出552的差分输出。分别从寄存器501和502获得非反相输出551和反相输出552，其中通过DAC时钟208(如图2中所示)对定时寄存器时钟控制，且至寄存器502的输入通过反相器503被反相。虽然DAC204可支持对应于一个量化器位的两种量化器状态(即，输出551等于‘1’/输出552等于‘0’，及输出551等于‘0’/输出552等于‘1’)，但是DAC204可通过激活缓存器504及505的高阻抗状态而进一步支持第三状态。对于三态缓存器，该第三状态是Hi-Z(高阻抗)状态。当每个输出缓存器处于high-Z，且外部电路不产生偏差时，差分输出(y(t)=P1-P2)将是‘0’。因此，差分状态的集合是+1、-1以及0。此方式允许量化器多一个电平(相比于2种状态的3种状态)，这可以有益于sigma-delta调制器的操作。如果到主动滤波器的输入节点(当滤波器209或滤波器210包括主动滤波器时)是求和节点，则多个不同的输入信号可在主动滤波器之前相加在一起。当实现二进制加权的DAC或所谓的“R-2R”DAC时，多个信号可通过电阻器连接至求和节点(其可固有地在主动滤波器中)。图6示出根据本公开的方面的sigma-delta调制器203的低通二阶谱密度响应600。然而，对于数字-模拟变换电路213(即，与DAC204串联的sigma-delta调制器203，如图2所示)的对应响应可以与零阶保持内插的并入相似，其中数字-模拟变换电路213对带外量化噪声整形。图6示出具有全标度声调（tone）和过采样率=960的低通二阶单个位sigma-delta调制器的功率谱密度图。基带滤波器209及210(如在图2中示出)移除增大的带外噪声并且因此需要比如果使用典型NyquistDAC(例如，在传统系统中使用高速电流操纵DAC)更积极的滤波需求。滤波器209及210的基带滤波需求通常取决于目标应用及其它系统参数。例如，将sigma-delta调制器203及DAC204的过采样率(OSR)增大2倍可将基带滤波器转角向外移2倍。可取决于需求而设计非常有效的电阻器-电容器(RC)、电感器-电容器(LC)及主动滤波器。当转角频率接近1MHz并在1MHz以下时，主动滤波通常由于LC滤波器中的电感器大小较大而变得有利。图7示出根据本公开的方面的在图6中示出的谱密度的缩放版本700。虽然图6示出了12MHz以上的谱密度，但是缩放版本700跨越2MHz。无线麦克风信道的典型带宽近似为200KHz，其中I分量及Q分量具有0KHz与100KHz之间的有意义的信息。因此，高保真区域在图700左侧的0KHz与100KHz之间。可由滤波器209及210滤波出其余的信号能量(即，大于100KHz的频率)。图8示出根据本公开的方面的离散正交调制器(例如，如图2中示出的模拟正交调制器212)的框图800。对于传统系统，通常发现模拟正交调制器为来自若干制造商的集成电路。大多数可获得的调制器以需要高性能(并且因此高电力)的蜂窝基础架构市场为目标。此外，蜂窝通信的频带通常不在UHF(470MHz至900MHz)频带中。例如，传统正交调制器具有大约126mW的电力消耗，而离散正交调制器具有大约36mW的电力消耗。这转变为电池寿命的可测量节省(对于一些无线麦克风系统差不多2小时)。离散正交调制器800的主要组件是非常电力有效双平衡混合器801和802以及90度分相器803。然而，在一些实施例中可并入其它混合器(例如，主动混合器、被动混合器、单平衡混合器)。若期望使混合器的RF端口处的本地振荡器(LO)组件805衰减，则应考虑平衡混合器。正交调制器800的LO拒绝与混合器801和802每一个自身拒绝LO信号有多好相关。因此，正交组合不取消LO组件信号。因为正交调制器800具有离散配置，因此每个混合器801和802的偏压点(被动混合器的LO驱动电平)可调谐至特定应用，且因此在混合器性能与电力消耗之间存在关系。离散求和器804结合来自混合器801及802的混合器输出以形成对应于如图2中所示的RF输出257的RF输出信号。对于一些实施例，分相器803是通常降低成本的被动分相器。存在建构被动分相器的不同方式，每一个具有相关联的特性。分相器803的一个重要参数是相位平衡，其定义分相器的操作带宽。幅度平衡也是重要的，但是通常重要程度较小，因为混合器增益对变化的LO驱动电平不敏感。虽然一些实施例支持至少一些组件为离散形式的，但是对于其它实施例，多个组件可以包含在相同的电子器件中。图9示出根据本公开的方面的装置900，其处理输入信号并经由无线信道传输经处理的信号至无线接收和信号处理设备。处理器件901可执行来自例如存储器903的计算机可读介质的计算机可执行指令，以便执行数据传输处理(此处描述的任何或所有传输处理)。计算机存储介质可包括以任何方法或技术实现的用于存储信息(诸如计算机可读指令、数据结构、程序模块或其它数据)的易失性及非易失性、可移除及不可移除介质。计算机存储介质包括但不限于随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)、闪存或其它存储器技术、CD-ROM、数字多功能盘(DVD)或其它光盘存储装置、匣式磁带、磁带、磁盘存储装置或其它磁存储器件或者可用于存储期望的信息且可由处理器件901存取的任何其它介质。可执行指令可执行此处描述的任何或所有方法步骤。对于一些实施例，处理器件901可包括一或多个处理器。例如，处理器件901可包括数字信号处理器(DSP)或利用一或多个核来实现隐藏技术的其它微处理器，同时另一微处理器可执行另一隐藏技术。对于一些实施例，装置900可实现为提供非顺序和/或并行处理的一或多个处理器件，诸如可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)、或具有用于执行如结合此处描述的任何实施例中的一或多个实施例描述的操作的指令或逻辑处理的其它集成电路。所述指令可以是存储在机器可读介质中的软件和/或固体指令，和/或可在一或多个集成电路中和/或在一或多个集成电路中结合其它电路组件硬编码为一系列逻辑门和/或状态机电路。虽然已关于包括执行本发明的当前模式的特定示例描述了本发明，但是本领域技术人员将理解，可存在落在如在附加的权利要求中阐述的发明的示例性实施例的精神及范围内的上述系统和技术的众多改变及交换。