放大器电路以及无线通信装置的制作方法

文档序号:11772729阅读:357来源:国知局
放大器电路以及无线通信装置的制作方法
本发明涉及一种放大器电路以及无线通信装置。

背景技术:
当通过使用诸如高功率放大器(以下称为“HPA”)等的放大器来对功率进行放大时,可能由于放大器的非线性失真特性而导致不能获得期望的输入-输出特性。特别是在要放大的无线电信号的频率高时,为了通过补偿非线性特性而使放大器线性化,在将低频的复IQ基带信号转换成无线电信号之前,需要通过利用数字信号处理来使低频的复IQ基带信号经历用于用于预先消除放大器的非线性失真特性的前置补偿(predistortion),如专利文献1中所述。在前置补偿处理中,估计放大器的模型或逆模型(失真补偿模型)并且基于所估计的模型来补偿放大器中的失真。近年来,随着通信速度不断提高,需要对宽带信号进行放大。当放大宽带信号时,因为来自放大器的输出信号也由于放大器的记忆效应的影响而失真,因此应当补偿这种失真。非专利文献1提出了一种考虑到这种记忆效应的放大器的失真补偿模型。如图10中所示,在具有用于放大器100的失真补偿部101的放大器电路中,考虑到记忆效应的常规模型由等式(1)来表达。[等式1]其中,y[n]是放大器100的输出信号,k是阶数,l是相对于放大器100的输入信号u[n]的相对延迟,L1是相对的在先样本数的最大值,L2是相对的延迟样本数的最大值,Kl是放大器的特性的最大阶数,其中下标是与相对延迟l有关的系数,以及hk,l是表示放大器100的特性的复数系数,其中下标是与相对延迟l有关的系数以及与阶数k有关的系数。如图11中所示,在由等式(1)表达的常规模型中,在放大器100内部发生的记忆效应被表示为具有时间上不同特性的多个非线性元件NL(从记忆项0至记忆项L1+L2)的组合。多个非线性元件NL中的每一个的特性都由等式(2)来表达。如等式(2)中所示,基于到放大器100的输入信号u[n’]来定义各个非线性元件NL的非线性特性(输入-输出特性)。[等式2]其中,Yl’[n’]是非线性元件NL的输出,k是阶数,l’是相对于输入信号u[n’]的相对延迟,L1是相对的在先样本数的最大值,L2是相对的延迟样本数的最大值,Kl’-L1是非线性元件的特性的最大阶数,其中下标是与相对延迟l’-L1有关的系数,并且hk,l’-L1是表示非线性元件NL的特性的复数系数,其中下标是与相对延迟l’-L1有关的系数以及与阶数k有关的系数。此外,如图11中所示,对各个非线性元件NL给予输入信号u[n’]。但是,延迟元件D被设置在与记忆项1至L1+L2相对应的各个非线性元件NL的前一级中,使得给予各个非线性元件NL的输入信号u[n’]在时间上彼此不同。即,与记忆项1至L1+L2相对应的非线性元件NL表示放大器的记忆效应。因此,基于等式(2)和图11,得到以下等式(3a)和(3b)作为表达考虑到记忆效应的模型的等式。[等式3]注意到等式(3a)表达从等式(2)和图11直接得到的模型,并且等式(3b)表达通过分别用n和l代替等式(3a)中的n’-L1和l’-L1所得到的模型。同时,为了同时提高放大器的功率效率,已经提出了一种方法,其中通过使用放大器的输入信号来调制放大器的电源电压(漏极信号),并且放大器的功耗根据输入信号的幅值而动态地变化(该方法被称为“电源调制”或“包络跟踪”)(例如,参见专利文献2以及非专利文献2和3)。在电源调制方法中,当输入信号的电压小时,抑 制放大器的功耗,由此提高功率效率。以此方式,提供了高效率放大技术。引用列表专利文献专利文献1:日本特开专利公布No.2009-194432专利文献2:日本特开专利公布No.2009-290283[非专利文献]非专利文献1:Kim,J.和Konstantinou,K.的“Digitalpredistortionofwidebandsignalsbasedonpoweramplifiermodelwithmemory,2(基于具有记忆的功率放大器模型的宽带信号的数字前置补偿,2)”,Electron.Lett.(电子学报),第37卷,1417-1418页,2001年11月非专利文献2:DonaldF.Kimball等人的“High-EfficiencyEnvelope-TrackingW-CDMABase-StationAmplifierUsingGaNHFETs(采用GaNHFET的高效包络跟踪W-CDMA基站放大器)”,IEEETransactionsonMicrowaveTheoryandTechniques(IEEE微波理论和技术会刊),第54卷,第11期,2006年11月非专利文献3:FeipengWang等人的“DesignofWide-BandEnvelope-TrackingPowerAmplifiersforOFDMApplications(用于OFDM应用的宽带包络跟踪功率放大器的设计)”,IEEETransactionsonMicrowaveTheoryandTechniques(IEEE微波理论和技术会刊),第53卷,第4期,2005年4月

技术实现要素:
本发明要解决的问题本发明的发明人已经发现了以下问题。当将以固定电压进行操作的常规放大器模型应用至执行包络跟踪操作(以下称为ET操作)的放大器时,如果要放大的信号频带窄,则可以实现充分的补偿。但是,如果加宽信号频带以提高通信速度,则通常可以忽略的微小失真会增 加至不可被忽略的水平。这种失真会妨碍通信或者造成与另一通信发生干扰的不必要的辐射。结合对上述问题的解决方案而提出本发明。对问题的解决方案(1)为了解决由信号频带加宽所造成的上述问题,本发明的发明人进行了勤奋的研究并且提出了一种观点:应当考虑通常在放大器中没有认识到的记忆效应。即,在常规模型中,如由等式(1)显而易见的,仅将在放大器的输入和输出之间发生的记忆效应作为记忆效应来进行考虑。但是,如果为了提高放大器的效率而采用包络跟踪方法,则放大器100的电源电压(漏极电压)根据输入信号的包络信号而变化。即,在包络跟踪方法中,将发射信号(或波形整形发射信号)输入至放大器,同时根据输入信号功率来控制供应至放大器的电源电压。这种采用电源电压如上所述变化的包络跟踪方法的放大器具有两个输入。在这种两个输入的放大器中,在放大器中组合通过诸如放大器的输入至输出路径以及放大器的电源至输出路径的多个不同路径输入的信号。因此,输入至放大器的信号受到各个路径中的频率特性和/或记忆效应的影响,这可能在放大器输出中造成大的失真。本发明的发明人已经发现以下内容。即,在信号频带相对窄时,放大器的电源至输出路径中的频率特性和/或记忆效应不会显著影响放大器输出。但是,当信号频带被加宽时,放大器的电源至输出路径中的特性变得不能被忽略。根据上述方面的本发明是一种放大器电路,包括:放大器,该放大器放大信号;可变电源,该可变电源根据信号的包络中的变化来改 变要供应至放大器的电源端口的电源电压或电源电流;以及失真补偿部,该失真补偿部执行对于放大器的失真特性补偿。失真补偿部执行下述处理:补偿在从电源端口至信号输出端口的路径上发生的记忆效应。根据上述发明,可以补偿在从放大器的电源端口至信号输出端口的路径上发生的记忆效应。用于获得包络的信号不必是要由放大器放大的信号(例如,该实施例中的u[n])本身,并且该信号可以是失真补偿前的信号(例如,该实施例中的x[n])。(2)优选地,失真补偿部执行下述处理:补偿在从放大器的信号输入端口至信号输出端口的路径上发生的记忆效应以及在从电源端口至信号输出端口的路径上发生的记忆效应。在这种情况下,能够补偿在从放大器的信号输入端口至信号输出端口的路径上发生的记忆效应以及在从电源端口至信号输出端口的路径上发生的记忆效应二者。(3)优选地,失真补偿部包括估计放大器的模型的估计部,并且基于由估计部所估计的模型(可以使用逆模型或正模型,并且下文中这同样适用)来执行失真补偿。优选地,该模型是表示至少在从电源端口至信号输出端口的路径上发生的记忆效应的模型。更优选地,在该模型中,还表示在从信号输入端口至信号输出端口的路径上发生的记忆效应。(4)优选地,失真补偿部包括估计放大器的模型的估计部,并基于由该估计部估计的模型来执行失真补偿。在该模型中,放大器被建模为多个元素放大器的组合,该模型中的多个元素放大器中的每一个都被给予输入至信号输入端口的输入信号、以及从可变电源供应的电源电压或电源电流。来自该模型中多个元素放大器的输出的组合与放 大器的输出相对应。该模型中的多个元素放大器中的每一个都具有基于输入至信号输入端口的输入信号以及从可变电源供应的电源电压或电源电流来定义的非线性特性。对该模型中的多个元素放大器分别给予在不同时间处的电源电压或电源电流。(5)优选地,该模型中的多个元素放大器中的每一个都被建模为多个非线性元件的组合。对多个非线性元件中的每一个均给予输入至信号输入端口的输入信号。多个非线性元件的输出的组合与元素放大器的输出相对应。多个非线性元件中的每一个均具有基于输入信号和电源电压或电源电流来定义的非线性特性。对多个非线性元件分别给予在不同时间处的输入信号。(6)由失真补偿部所估计的放大器模型可以基于下文作为实施例描述的等式(10)。“基于等式(10)的放大器模型”除了直接对应于等式(10)相对应的模型之外还包括其逆模型(等式(12)),并且还包括基于通过变换等式(10)所获得的等式(等式(15)等)的模型。(7)优选地,失真补偿部执行下述处理:补偿在从电源端口至信号输出端口的路径上发生的记忆效应以及在从失真补偿部的信号输出端口至放大器的信号输出端口的路径上发生的记忆效应。(8)由失真补偿部估计的放大器模型可以基于下文作为实施例描述的等式(15)。“基于等式(15)的放大器模型”除了直接与等式(15)相对应的模型之外还包括其逆模型(等式(17)),并且还包括基于通过变换等式(15)所获得的等式(等式(18)等)的模型。(9)由失真补偿部估计的放大器模型可以基于下文作为实施例描述的等式(18)。(10)根据另一方面的本发明是一种放大器电路,包括:放大器,该放大器放大信号;以及失真补偿部,该失真补偿部执行对放大器的失真特性的补偿。失真补偿部执行下述处理:补偿在从放大器的除了信号输入端口之外的输入端口至信号输出端口的路径上发生的记忆效应。根据上述发明,能够补偿在从放大器的除了信号输入端口之外的输入端口至信号输出端口的路径上发生的记忆效应。(11)根据又一方面的本发明是一种放大器电路,包括:放大器,该放大器放大信号;可变电源,该可变电源根据信号的包络中的变化来改变要供应至放大器的电源端口的电源电压或电源电流;以及失真补偿部,该失真补偿部包括估计放大器的模型的估计部,并基于由估计部所估计的模型来执行失真补偿。在该模型中,放大器具有基于输入至放大器的信号输入端口的输入信号以及从可变电源供应的电源电压或电源电流来定义的非线性特性。如上所述,在根据包络信号来改变电源电压或电源电流的方法中,诸如在包络跟踪方法中,放大器具有两个输入。输入至放大器的信号受到各个路径中的频率特性和/或记忆效应的影响,这在放大器输出中造成了大的失真。因此,如在本发明中,通过采用基于输入至信号输入端口的输入信号以及从可变电源供应的电源电压或电源电流来定义的非线性特性的放大器模型,可以适当表示各个路径的特性,由此获得比常规模型更好的模型。(12)上述模型可以是基于下文作为实施例描述的等式(4)的放大器模型。(13)在该模型中,放大器被建模为多个非线性元件的组合,对多个非线性元件中的每一个给予输入至信号输入端口的输入信号。来自多个非线性元件的输出的组合与放大器的输出相对应。多个非线性元件中的每一个都具有基于输入信号以及电源电压或电源电流来定义的非线性特性。对多个非线性元件分别给予在不同时间处的输入信号。在这种情况下,获得表示至少在从信号输入端口至信号输出端口的路径上的记忆效应的模型。当然,还允许考虑在从电源端口至输出信号端口的路径中的记忆效应。(14)上述模型可以是基于下文作为实施例描述的等式(7)的放大器模型。(15)根据又一方面的本发明是包括根据上述部分(1)至(14)中的任何一项所述的放大器电路的无线通信装置,用于发射信号的放大或接收信号的放大。本发明的效果根据部分(1)至(9)中描述的发明以及基于部分(1)至(9)中的任何一项的部分(15)中描述的发明,能够补偿从电源端口至信号输出端口的路径上的记忆效应。根据部分(10)中描述的发明以及基于部分(10)的部分(15)中描述的发明,能够补偿发生在从除了放大器的信号输入端口之外的输入端口至信号输出端口的路径上发生的记忆效应。根据部分(11)至(14)中描述的发明以及基于部分(11)至(14)中的任何一项的部分(15)中描述的发明,能够提供适当的放大器模型,这是因为与考虑单个路径的放大器模型相比,这里考虑了多个路径。附图说明图1是示出放大器电路的框图。图2是示出图1中所示的放大器电路的具体电路图。图3(a)是在不考虑记忆效应的情况下定义ET放大器的非线性特性的示意图,并且图3(b)是示出考虑到第二记忆效应的放大器模型的框图。图4是示出在输入信号和电源电压之间的非线性转换特性的特性图。图5是示出利用ET放大器模型的第一变型的放大器电路的框图。图6是示出利用ET放大器模型的第二变型的放大器电路的框图。图7是示出图6中所示的放大器电路的具体电路图。图8示出了示出图6中所示的放大器中的不必要的辐射的实验的结果。图9是示出源极调制型放大器电路的框图。图10是示出常规放大器电路的框图。图11是示出常规放大器模型的框图。具体实施方式以下将参考附图来描述本发明的优选实施例。[1.放大器电路]图1示出了根据实施例的放大器电路1。放大器电路1被包括在诸如无线基站装置的无线通信装置中,并且用于发射信号的放大。放大器电路1可以用于接收信号的放大。放大器电路1包括高功率放大器(HPA)2、可变电源3以及失真补偿部4。放大器2用于放大输入信号,并且包括对其输入信号的信号输入端口2a以及信号从其输出的信号输出端口2b。放大器2还包括对其供应电源电压(漏极电压)V[n]的电源端口 2c。在放大器2中,电源端口2c是除了信号输入端口2a之外的输入端口。放大器电路1采用包络跟踪方法。因此,可变电源3根据信号x[n]的包络信号来改变供应至放大器2的电源端口2c的电源电压V[n]。即,放大器2以及可变电源3构成执行包络跟踪操作的放大器(以下称为ET放大器)200。因为供应至放大器2的电源电压根据信号x[n]的包络而变化,因此放大器2的高效率操作被实现。可变电源3不限于改变电源电压(漏极电压)V[n]的可变电源,而可以是改变电源电流(漏极电流)的可变电源。以下将可变电源3描述为改变电源电压的可变电源。但是,在以下的说明书中,即使用“电源电流”替代“电源电压”,也保持功能的等效性。为了将信号x[n]的包络信号给予可变电源3,放大器电路1包括用于信号x[n]的功率检测部5以及功率至电压转换部6。功率检测部5检测并且输出信号x[n](复IQ基带信号)的功率值,即信号x[n]的包络信号。功率至电压转换部6具有将功率检测部5检测到的功率转换成要供应到放大器2的电源电压值的功能。功率至电压转换部6将转换的电源电压值(包络电压值)输出至可变电源3。可变电源3根据转换的电源电压值(包络电压值)来动态地改变要供应到放大器2的电源端口2c的电压V[n]。失真补偿部4包括估计ET放大器200的模型的估计部7、以及执行对信号x[n]的前置补偿(predistortion)的处理的失真补偿处理部8。本实施例的估计部7被配置为将表示ET放大器200的逆特性的逆模型估计作为ET放大器200的模型的逆特性估计部7。以下将描述由估计部7估计的模型的细节以及估计方法。失真补偿处理部8获得已经由估计部7估计的ET放大器200的逆模型,基于该逆模型来执行对信号x[n]的失真补偿的处理,并且输出失真补偿信号u[n]。因为已经利用与ET放大器200的失真特性相反的特性而补偿的信号u[n]用作对具有该失真特性的ET放大器200的输入信号,因此可以获得失真抑制放大器输出y[n]。在图1中,仅示出了放大器电路1的构成元件中的主要构成元件。具体而言,放大器电路1具有图2中所示的电路配置。在图2中所示的放大器1中,定时调整部31a、31b被设置在失真补偿部4和/或功率至电压转换部6的前一级中。定时调整部31a、31b中的每一个均执行定时调整,使得从信号(x[n])被输入至放大器电路时至输入信号经过不同路径到达放大器的输出时的时间彼此相等。在图2中,用于将数字信号转换成模拟信号的DAC32、32被设置在失真补偿部4的外侧,并且通过正交调制器来对由DAC32获得的模拟IQ基带信号进行正交调制。通过频率转换部34来对正交调制的信号进行上转换。上转换的信号被提供至一个或多个驱动放大器35a、35b并且被放大。来自驱动放大器35a、35b的输出被提供至构成ET放大器200的放大器2。在本实施例中,驱动放大器35a、35b被供应有来自固定电压电源而不是来自可变电源的电源电压。但是,如放大器2,驱动放大器35a、35b可以被供应有来自可变电源3的电源电压。在图2中,放大器2的输出信号y(t)由耦合器36来检测,并且经由可变衰减器(1/G)37被提供至频率转换部38。频率转换部38对该信号进行下转换。经由滤波器(低通滤波器或带通滤波器)39将频率转换的信号提供至ADC40。ADC将模拟信号转换成数字信号,并且将其输出提供至信号处理部41。信号处理部41执行诸如数字正交解调的信号处理,并且将所得到的数字IQ基带信号提供至失真补偿部4。虽然放大器电路1实际上如图2中所示的配置,但是因为前提是放大器电路1可以仅通过利用图1中所示的构造来简单地描述,因此将主要基于图1来进行以下描述。以下将描述图1和图2中所示的信号的名称。首先,*[n]是当采样间隔是T(秒)时在时间n×T处采样的数字复基带IQ信号。此外,*(t)指示在时间t处的模拟信号。但是,因为本实施例处理失真补偿部4中的数字信号域中的失真补偿,因此信号主要由*[n]来表示。具体而言,x[n]是在经历失真补偿部4进行的失真补偿之前的输入信号,xI[n]是x[n]的实部(I信道),并且xQ[n]是x[n]的虚部(Q信道)。即,满足x[n]=xI[n]+i×xQ[n]。u[n]是已经经历了失真补偿部4进行的失真补偿的输入信号,uI[n]是u[n]的实部(I信道),并且uQ[n]是u[n]的虚部(Q信道)。即,满足u[n]=uI[n]+i×uQ[n]。u’[n]是用于逆特性估计的复制信号,uI’[n]是u’[n]的实部(I信道),并且uQ’[n]是u’[n]的虚部(Q信道)。即,满足u’[n]=uI’[n]+i×uQ’[n]。y[n]是放大器2的输出信号,yI[n]是y[n]的实部(I信道),并且yQ[n]是y[n]的虚部(Q信道)。即,满足y[n]=G×(yI[n]+i×yQ[n])。[2.ET放大器模型]在常规放大器模型中,如等式(2)中所示,根据至放大器的输入信号u[n]来定义放大器的非线性特性。与常规放大器模型相反,利用电源电压(漏极电压)V[n]由等式 (4)定义其电源电压V[n]根据包络信号而改变的ET放大器200的非线性特性。[等式4]其中,Y”l”,m”[n”-M1]是ET放大器200的输出信号,k是阶数,l”是信号放大路径中对ET放大器200的输入信号u[n”]发生的相对延迟,m”是电源路径中对ET放大器200的输入信号u[n”]发生的相对延迟,L1是信号放大路径中的相对的在先样本数的最大值,M1是电源路径中相对的在先样本数的最大值,Kl”-L1,m”-M1是ET放大器200的特性的最大阶数,其中下标是与相对延迟(信号放大路径)l”-L1有关的系数以及与相对延迟(电源路径)m”-M1有关的系数,Hk,l”-L1,m”-M1是表示ET放大器200的特性的复数系数,其中下标是与相对延迟(信号放大路径)l”-L1有关的系数、与相对延迟(电源路径)m”-M1有关的系数以及与阶数k有关的系数。V[n”-l”-m”]是电源电压,并且u[n”-l”-M1]是经历失真补偿之后的输入信号。在上述等式(4)中,例如,当l”=0并且m”=0时,满足以下等式5。[等式5]在等式(5)中,m”=0表示在从信号输入端口2a至信号输出端口2b的路径(第一路径;信号放大路径)上没有发生记忆效应(以下 称为“第一记忆效应”)的情况下的ET放大器200的非线性特性,并且l”=0表示在从电源端口(另一输入端口)2c至信号输出端口2b的路径(第二路径;电源路径)上没有发生记忆效应(以下称为“第二记忆效应”)的情况下的放大器的非线性特性。因此,图3(a)中示出了在不考虑第一记忆效应和第二记忆效应的情况下获得的ET放大器200的模型。在图3(a)的框图中,延迟元件12被设置在输入信号u[n”]至与构成ET放大器200的放大器2相对应的非线性元件10的线路上,并且将根据输入信号u[n”]的电源电压V[n”]从可变电源11(与图1中所示的可变电源3相对应)供应至非线性元件10。即,来自图3(a)中所示的非线性元件10的输出Y”0,0[n”-M1]由输入信号u[n”-M1]以及电源电压V[n”]来定义,输入信号u[n”-M1]是对ET放大器200的信号输入端口2a的输入,电源电压V[n”]是对构成ET放大器200的放大器2的电源端口2c的输入。而且,如从图3(a)和等式(5)中显而易见,在输出中反映时间上彼此不同的输入信号u[n”-M1]和电源电压V[n”]。虽然在图3(a)中,延迟元件12被设置在输入信号u[n”]的线路上,但是即使延迟元件被设置在可变电源11侧的线路上,也保持了等效性。即,在等式(5)中,如果-M1<0,则u[n”]的延迟更大,并且如果-M1>0,则V[n”]的延迟更大。在等式(5)中,如果如在常规放大器模型中,考虑到在从信号输入端口2a至信号输出端口2b的路径上发生的第一记忆效应,则ET放大器200的模型由以下等式(6)来表达。[等式6]其中,Y’0[n”-M1]是ET放大器200的输出信号,k是阶数,l”是信号放大路径中相对于ET放大器200的输入信号u[n”]发生的相对延迟,L1是信号放大路径中的相对的在先样本数的最大值,L2是信号放大路径中的相对的延迟样本数的最大值,M1是电源路径中的相对的在先样本数的最大值,Kl”-L1,-M1是ET放大器200的特性的最大阶数,其中下标是与相对延迟(信号放大路径)l”-L1有关的系数以及与相对延迟(电源路径)-M1有关的系数,Hk,l”-L1,-M1是表示ET放大器200的特性的复数系数,其中下标是与相对延迟(信号放大路径)l”-L1有关的系数、与相对延迟(电源路径)-M1有关的系数以及与阶数k有关的系数,V[n”-l”]是电源电压,并且u[n”-l”-M1]是经历失真补偿之后的输入信号。而且,通过分别用n’和l’代替等式(6)中的n”-L1和l”-L1来导出以下等式(7)。[等式7]上述等式(7)表达ET放大器200中的表示第一记忆效应的非线性元件。即,如图11和等式(3),等式(7)将ET放大器200表达为L1+L2+1个非线性元件(用于第一记忆效应的一个非记忆项以及用于第一记忆效应的L1+L2个记忆项)的组合。多个(L1+L2+1个)非线性元件可以分别具有不同的非线性特性。在本实施例中,第一记忆效应表示为如等式(7)中所示的非线性 元件被称为“元素放大器”。如图11中,对构成元素放大器的多个(L1+L2+1个)非线性元件中的每一个给予输入至信号输入端口2a的输入信号,并且来自各个非线性元件的输出的组合与元素放大器的输出相对应。但是,在元素放大器中,与图11和等式(3)中所示的非线性元件不同,基于输入信号u和电源电压V来定义非线性元件的非线性特性。对包括在一个元素放大器中的多个非线性元件分别给予在不同时间n’+L1-M1···n’-L2-M1处的输入信号u[n’+L1-M1]···u[n’-L2-M1]。此外,对包括在一个元素放大器中的多个非线性元件中的每一个给予在共同时间n’-l’处的电源电压V[n’-l’]。接下来,利用由等式(7)表达的模型(元素放大器)来定义ET放大器模型,这考虑了在从电源端口2c至信号输出端口2b的路径上发生的第二记忆效应。图3(b)示出了使用元素放大器20(考虑到第一记忆效应和第二记忆效应的放大器模型)的ET放大器200的模型。此外,图3(b)中所示的ET放大器模型由以下等式(8)和(9)来表达。[等式8]其中,y[n’-M1]是ET放大器200的输出信号,k是阶数,l’是信号放大路径中相对于ET放大器200的输入信号u[n’]发生的 相对延迟,m”是电源路径中相对于ET放大器200的输入信号u[n’]发生的相对延迟,L1是信号放大路径中的相对的在先样本数的最大值,L2是信号放大路径中的相对的延迟样本数的最大值,M1是电源路径中的相对的在先样本数的最大值,M2是电源路径中的相对的延迟样本数的最大值,Kl’,-M1是ET放大器200的特性的最大阶数,其中下标是与相对延迟(信号放大路径)l’有关的系数以及与相对延迟(电源路径)-M1有关的系数,Hk,l’,m”-M1是表示ET放大器200的特性的复数系数,其中下标是与相对延迟(信号放大路径)l’有关的系数、与相对延迟(电源路径)m”-M1有关的系数以及与阶数k有关的系数,V[n’-l’-m”]和V[(n-M1)-l’-(m”-M1)]是电源电压,并且u[n’-l’-M1]和u[(n’-M1)-l’]是经历失真补偿之后的输入信号。如图3中所示,ET放大器模型被建模为多个元素放大器20的组合。ET放大器模型包括M1+M2+1个元素放大器20(一个元素放大器20a作为用于第二记忆效应的非记忆项,并且M1+M2个元素放大器20b作为用于第二记忆效应的记忆项)。经由延迟元件22(对应于图3(a)中所示的延迟元件12)在共同时间对多个元素放大器20中的每一个给予在公共时间n’-M1处的输入信号u[n’-M1]。虽然在图3(b)中,延迟元件22被设置在输入信号u[n’]的线路上,但是延迟元件可以被设置在可变电源21侧的线路上,如图3(a)中所示。此外,对多个元素放大器20中的每一个给予从可变电源21(对应于图1中所示的可变电源3)供应的电源电压V。但是,在多个元素放大器20中,对作为用于第二记忆效应的非记忆项的元素放大器20a给予在时间n’处的电源电压V[n’],而对作为用于第二记忆效应的记忆项的多个元素放大器20b分别给予在从时间n’开始延迟的时间n’-1···n’-M1-M2处的电源电压V[n’-1]···V[n’-M1-M2]。因此,延迟元件23分别被设置在作为记忆项的多个元素放大器20b的前一级中,并且给予各个元素放大器20的电源电压在时间上彼此不同。如上所述,对各个元素放大器20给予在时间n’-M1处的输入信号u[n’-M1],而对各个元素放大器20给予的电源电压V(对电源端口的输入)从时间n’至时间n’-M1-M2发生变化。即,在图3(b)中所示的ET放大器模型中,在特定时间n’-M1处的输入信号u[n’-M1]、以及在时间n’-M1和不同于时间n’-M1的时间处的电源电压V[n’-1]···V[n’-M1-M2]被反映在ET放大器模型的输出中。但是,实际上,在多个(L1+L2+1个)时间n’+L1-M1···n’-L2-M1处的输入信号u[n’+L1-M1]···u[n’-L2-M1]被反映在图3(b)中所示的ET放大器模型中的元素放大器20的输出中(参考等式(7))。因此,在ET放大器模型的实际输出中,反映了在多个(L1+L2+1个)时间n’+L1-M1···n’-L2-M1处的输入信号u[n’+L1-M1]···u[n’-L2-M1],并且针对输入信号u的时间n’+L1-M1···n’-L2-M1中的每一个考虑在多个(M1+M2+1个)时间处的电源电压。这点从以下等式(10)更显而易见,通过对上述等式(9)进行如下代换获得等式(10):[等式9]n=n′-M1,m=m″-M1[等式10]其中,y[n]是ET放大器200的输出信号,k是阶数,l是信号放大路径中相对于ET放大器200的输入信号u[n]发生的相对延迟,m是电源路径中相对于ET放大器200的输入信号u[n]发生的相对延迟,L1是信号放大路径中的相对的在先样本数的最大值,L2是信号放大路径中的相对的延迟样本数的最大值,M1是电源路径中的相对的在先样本数的最大值,M2是电源路径中的相对的延迟样本数的最大值,Km,l是ET放大器200的特性的最大阶数,其中下标是与相对延迟(信号放大路径)l有关的系数以及与相对延迟(电源路径)m有关的系数,Hk,l,m是表示ET放大器200的特性的复数系数,其中下标是与相对延迟(信号放大路径)l有关的系数、与相对延迟(电源路径)m有关的系数以及与阶数k有关的系数,V[n-l-m]是电源电压,并且u[n-l]是经历失真补偿之后的输入信号。即根据等式(10),在时间n处的ET放大器模型的输出受到在除时间n之外的时间处的输入信号u和电源电压V的影响。输入信号u和电源电压V每一个均包括时间上彼此不同的那些。更具体来说,在多个(L1+L2+1个)时间n+L1···n-L2处的输入信号 u[n+L1]···u[n-L2]以及在(L1+L2+1)×(M1+M2+1)个时间处的电源电压V[n-l-m]被反映在时间n处的ET放大器模型的输出中。注意到(L1+L2+1)指示在显示第一记忆效应的延迟模型中的分接(tap)的数量,且(M1+M2+1)指示在显示第二记忆效应的延迟模型中的分接的数量。[3.将放大器模型应用至失真补偿部]基于由等式(10)表达的ET放大器模型,在图1中所示的失真补偿处理部8中使用的逆模型(ET放大器200的失真特性的逆特性)由以下等式(11)表达。逆放大器模型(补偿部):[等式11]其中,hinvk,l,m是表示ET放大器200的逆特性的复数系数,其中下标是与相对延迟(信号放大路径)l有关的系数、与相对延迟(电源路径)m有关的系数以及与阶数k有关的系数。通常,满足Kcm,l≧K’m,l。在逆特性估计部7中,对来自ET放大器2的输出y[n](已经经历对应于ET放大器增益的增益衰减的输出)执行基于由逆特性估计部7现在具有的逆模型的失真补偿,并计算到ET放大器2的输入信号的估计值u’[n]。随后,逆特性估计部7计算在实际输入信号u[n]和估计值u’[n]之间的误差,并优化逆模型以便最小化该误差。由此获得的逆模型被复制到失真补偿处理部8,且用于通过失真补偿处理部8的失真补偿。基于等式(11),通过逆特性估计部7计算的输入信号估计值u’[n]由以下等式(12)表达。[等式12]根据等式(12),逆特性估计部7可以基于多个时间处的电源电压V以及多个时间处的放大器输出y来计算输入信号估计值u’[n]。即,逆特性估计部7可以基于多个时间处的电源电压V以及多个时间处的放大器输出y来估计逆模型。[4.ET放大器模型的第一变型]图5示出基于根据第一变型的ET放大器模型的放大器电路1的构造。在图5中所示的放大器电路中,没有特别描述的那些要点与图1中所示的电路中的那些要点相同。在图5中所示的放大器电路1中的功率至电压转换部6不执行线性转换而是执行如图4中所示的非线性转换,作为从信号x[n]的功率至电源电压V[n]的转换。在输入信号x[n]小的范围内执行图4中所示的非线性转换,以抑制电源电压V[n]随输入信号x[n]增大而增大,而在输入信号x[n]大的范围内执行该转换,以促进电源电压V[n]随输入信号x[n]增大而增大。当执行如图4中所示的非线性转换时,电源电压V[n]以幂级数表达,如下述等式(13)所示。[等式13]其中,s是阶数,K’m,l是s的最大阶数,并且h’s,l,m是复数系数。通过根据等式(10)推导并建立等式(13)获得以下等式(14)。[等式14]其中,hk,l,m是表示ET放大器200的特性的复数系数,其中下标是与相对延迟(信号放大路径)l有关的系数,与相对延迟(电源路径)m有关的系数以及与阶数k有关的系数。因此,由等式(10)表达的ET放大器模型可以通过利用失真补偿前输入信号x[n]和失真补偿后输入信号u[n]表示,如以下等式(15)所示。[等式15]其中,K’m,l是表示ET放大器200的特性的最大阶数,其中下标是与相对延迟(信号放大路径)l有关的系数,以及与相对延迟(电源路径)m有关的系数。根据等式(15),在时间n处的ET放大器模型的输出受到在时间n之外的时间处的失真补偿后输入信号u和失真补偿前输入信号x的影响。失真补偿后输入信号u和失真补偿前输入信号x每一个均包括时间上彼此不同的那些。更具体而言,在多个(L1+L2+1个)时间n+L1···t-L2处的失真补偿后输入信号u[n+L1]···u[n-L2]以及在(L1+L2+1)×(M1+M2+1)个时间处的失 真补偿前输入信号x[n-l-m]反映在时间n处的ET放大器模型的输出中。根据由等式(15)表达的ET放大器模型,在图5中所示的失真补偿处理部8中使用的逆模型(ET放大器200的失真特性的逆特性)由以下等式(16)表达。逆放大器模型(补偿部):[等式16]其中,Kcm,l是ET放大器200的特性的最大阶数,其中下标是与相对延迟(信号放大路径)l有关的系数,以及与相对延迟(电源路径)m有关的系数,并且hinvk,l,m是表示ET放大器200的逆特性的复数系数,其中下标是与相对延迟(信号放大路径)l有关的系数,与相对延迟(电源路径)m有关的系数以及与阶数k有关的系数。此外,基于等式(16),由图5中所示的逆特性估计部7计算的输入信号估计值u’[n]由下述等式(17)表达。[等式17]根据等式(17),图5中所示的逆特性估计部7可以基于在多个时间处的失真补偿前信号x以及在多个时间处的放大器输出y来计算输入信号估计值u’[n]。即,逆特性估计部7可以基于在多个时间处的失真补偿前信号x以及在多个时间处的放大器输出y来估计逆模型。在图5中所示的放大器电路的情况下,在不直接使用电源电压的情况下,估计考虑了第二记忆效应的放大器模型(逆模型)是可能的。此外,在图5中所示的放大器电路1的情况下,通过失真补偿部4不仅能补偿ET放大器200的非线性特性,而且还能补偿图2中所示的驱动放大器的非线性特性。即,在图5中所示的放大器电路1的情况下,不仅能补偿ET放大器200的第一和第二记忆效应,而且能补偿提供在失真补偿部4的信号输出端口8a和ET放大器200之间的其他放大器(驱动放大器35a和35b)的非线性特性(第一记忆效应)。这是因为图5中所示的放大器电路1不使用V和y而是使用x和y用于逆特性的估计。当x和y被用于逆特性的估计时,估计的逆特性针对x和y之间存在的所有放大器。因此,图5中所示的失真补偿部4不仅可以补偿发生在从电源端口2c至信号输出端口2b的第二路径上的第二记忆效应,而且可以补偿发生在被提供在从失真补偿部4的信号输出端口8a至放大器的信号输出端口2b的第一路径上的放大器2、35a和35b中的第一记忆效应。[5.ET放大器模型的第二变型]图6示出基于根据第二变型的ET放大器模型的放大器电路1的构造。在图6中所示的放大器电路中,没有特别描述的那些要点与图1和5中所示的电路中的那些要点相同。在本变型中,如果放大器2是具有相对小的失真功率的线性放大器,则放大器输出y[n]可以被认为是近似等于输入x[n](y[n]≈x[n])。因此,等式(17)可以被变换成以下等式(18)。[等式18]等式(18)基于在时间n处的ET放大器模型(不是逆模型)的输出受到在除时间n之外的时间处的失真补偿后输入信号u和放大器输出信号y(实际上,失真补偿前输入信号x)的影响的前提。失真补偿后输入信号u和输出信号y每一个均包括时间上彼此不同的那些。根据等式(18),图6中所示的逆特性估计部7可以基于放大器输出y计算输入信号估计值u’[n]。即,逆特性估计部7可以在不利用电源电压V或失真补偿前信号x的情况下,基于放大器输出y估计逆模型。具有相对小的失真的放大器2优选具有等于或低于-10dBc(等于或小于主信号10%的失真信号)的相邻信道泄漏比(ACLR)。图7示出图6中所示的放大器电路1的具体电路构造。图7中所示的电路几乎与图2中所示的电路相同,不同之处在于至逆特性估计部7的V[n]输入不必存在于图7中所示的电路中。图8示出利用基于等式(18)估计的逆模型执行的失真补偿的实验的结果。如图8中所示,在使用等式(18)的实例中,与不执行失真补偿的情况相比,或与使用常规放大器模型的常规方法相比,抑制了信号频带外部的不必要的辐射。因此,获得满意的实验结果。[6.仅考虑第二记忆效应的放大器模型]在上述实施例中,已经描述了考虑第一记忆效应和第二记忆效应两者的ET放大器模型。以下将描述仅考虑第二记忆效应的放大器模型。可以认为仅考虑第二记忆效应的放大器模型在图3(b)中的多个元素放大器20的每一个的输入至输出路径(从u[n’-M1]至Y’m”[n’-M1]的路径)中没有记忆效应(没有第一记忆效应)。即,通过删除等式(8)和(9)中的变量l’(l’=0)获得仅考虑第二记忆效应的ET放大器模型,如以下等式(19)所示。[等式19]此外,当对等式(19)执行类似于从等式(9)至等式(10)的代换的代换时,获得以下等式(20)。[等式20]当对等式(20)执行类似于执行从等式(10)导出等式(11)、(12)、(15)、(16)、(17)和(18)的变换的变换时,获得从等式(20)变换的等式。[7.对源极调制的应用]图9示出采用源极调制方法的放大器电路1。图9中所示的放大器电路1与图1中所示的放大器电路1的不同之处在于可变电源3的输出没有连接至放大器2的电源端口(漏极)2c而是连接至放大器2的源极侧端口2d。此外,用于供应固定电压(或固定电流)的固定电源连接至放大器2的电源端口2c。在图9中所示的源极调制型放大器电路1中,根据信号x的包络的改变来控制放大器2的源极侧电压(电流)。在源极调制型放大器电路1中,放大器2的源极侧端口2d而不是电源端口2c被用作信号输出端口。即,源极调制型放大器电路1除从放大器2的信号输入端口2a至其信号输出端口2b的第一路径之外还具有从源极侧端口2d至信号输出端口2b的第二路径。而且在源极调制型放大器电路1中,记忆效应发生在第二路径以及第一路径中,且因此补偿第一和第二记忆效应是可能的,如参考图1至6所述。因为图9中所示的源极调制型放大器电路1不同于图1中所示的放大器电路1之处仅在于供应可变电源电压V的端口,表示源极调制型放大器电路1的放大器模型的等式等同于上述等式。[8.其他声明]上述实施例在各个方面都被认为是描述性而非限制性的。本发明的范围由随附权利要求而不是由上文的含义指示,且因此意图将处于权利要求的等价物的含义和范围内的所有改变都涵盖在其中。例如,放大器电路1不限于包络跟踪型放大器电路,且可以是EER(包络消弭与重建)型放大器电路。此外,失真补偿部4不限于估计放大器的逆模型且通过利用估计的逆模型执行失真补偿的失真补偿部。失真补偿部4可以是估计放大器的正模型(放大器的失真特性本身),从估计的正模型获取放大器的逆特性并利用逆特性执行失真补偿的失真补偿部。附图标记说明1:放大器电路2:放大器2a:信号输入端口2b:信号输出端口2c:电源端口3:可变电源4:失真补偿部5:功率检测部6:功率至电压转换部7:估计部8:失真补偿部10:非线性元件20:元素放大器
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