专利名称：差分输出级的制作方法
技术领域：
本发明涉及差分输出级。
背景技术：
差分放大器用在多种应用中，例如，用在卫星接收机中。
卫星以Ku或Ka波段发射信号。Ku波段范围为12. 2 12. 7GHz，Ka波段范围为18. 3 18. 8和19. 7 20. 2GHz。卫星碟形接收机电子元件由其后跟随低噪声模块(LNB)的低噪声放大器(LNA)构成。LNB包括混频器、滤波器和放大器(也已知为增益模块)。LNB的混频器以在从250MHz至750MHz的波段内的中频(IF)输送信号。在滤波之后，仍然单端信号输入至增益模块。增益模块的输出到达模数转换器(ADC)，在模数转换器之后在数字域中进行信道的频移和合并。为了改善信噪比，ADC对差分信号操作。因此，具有差分输出的增益模块IC相对于采用单端输出的增益模块的当前实践来说是有利特征，单端输出的增益模块具有外部分立平衡-不平衡转换器形成用于ADC的差分信号。已知的差分输出级存在的问题在于，它们需要高的驱动信号和具有不充分的线性。
发明内容
本发明的目标是提供特性改善的差分输出级。根据本发明的差分输出级包括用于接收第一输入信号的第一输入端和用于接收第二输入信号的第二输入端。第一输入信号和第二输入信号一起形成差分输入信号。该差分输出级还包括用于提供第一输出信号的第一输出端和用于提供第二输出信号的第二输出端。第一输出信号和第二输出信号一起形成差分输出信号。该差分输出级还包括各自连接至第一输出端的第一电压缓冲器和第一受控电流源。第一电压缓冲器由与第一输入信号同相的信号驱动。第一受控电流源由与第二输入信号同相的信号驱动。该差分输出级还包括各自连接至第二输出端的第二电压缓冲器和第二受控电流源。第二电压缓冲器由与第二输入信号同相的信号驱动。第二受控电流源由与第一输入信号同相的信号驱动。第一输出端连接至电压缓冲器和受控电流源二者。电压缓冲器由与驱动受控电流源反相的信号驱动。结果，这两个元件可以彼此补偿，因此给出更好的特性。输出级因此具有有利的推挽式输出级拓扑，其具有从驱动输出级的级到差分推挽式输出级的交叉耦合连接。差分输出级例如用在所谓的增益模块中。具体地，它允许增益模块IC具有有利的规格，如低电压(2.5V±10%)高增益( 37dB)、高线性( 17dBm 0IP3)和良好的输出匹配(回波损耗> IOdB)。差分(RF)输出级用作具有至与负载匹配的电源阻抗的电压源。它既不是理想的电压源也不是理想的电流源，但可以被认为是负载阻抗匹配源。在实施例中，第一电压缓冲器通过第一阻抗连接至第一输出端，第二电压缓冲器通过第二阻抗连接至第二输出端。这种阻抗保证输出端与负载阻抗(例如，500hm)的匹配。通过该阻抗的电流即使在输出级输送相同的增益时也可以被减小。当第一输入信号升高时，第二输入信号降低，因为它们来自同一差分信号。第一电压缓冲器以缓冲形式将第一信号传输至其输出端；具体地，其输出在第一信号增加时增加。原则上，电压的增加要求通过负载的电流增加。这种所需要的负载电流不是由电压缓冲器输送的，而是由受控电流源输送的。由于这导致没有电流通过匹配阻抗，因此没有相关联的增益损失。通过匹配阻抗的RF电流将引起增益损失。输出级可以采用减小的输入信号，减小的输入信号又可以具有更好的线性和更低的能源消费。如果Vp降低而不是增加，反过来同样如此。对于第二阻抗同样如此。本发明因此克服由输出阻抗匹配引起的增益损失。本发明使得由 幅值/相位失配引起的共模抑制或泄漏减少，并且适合低电压或更低电压操作，而不以线性作为妥协。通过采用差分输出级作为放大器的末级，不需要任何昂贵的平衡-不平衡转换 器。电压缓冲放大器用来将电压从具有高的输出阻抗水平的第一电路传输至具有低的输入阻抗水平的第二电路。来自第一电路的电压称为电压缓冲器的输入或用于驱动电压缓冲器，第二电路上的电压作为输出。缓冲放大器防止第二电路以不可接受的方式加载第一电路。电压缓冲器有时也称为电压跟随器，因为输出电压跟随或追随输入电压。通过受控电流源的电流由某个其它电压确定，所述其它电压称为受控电流源的输入或驱动受控电流源。在实施例中，驱动第一电压缓冲器的与第一输入信号同相的信号等于驱动第二受控电流源的与第一输入信号同相的信号，和/或(优选地，和)驱动第二电压缓冲器的与第二输入信号同相的信号等于驱动第一受控电流源的与第二输入信号同相的信号。在复杂度低的简单实施方案中，第一和/或第二信号，可能在滤波之后，直接用于驱动电压缓冲器和受控电流源。在实施例中，驱动第一电压缓冲器的与第一输入信号同相的信号具有比驱动第二受控电流源的与第一输入信号同相的信号更高的幅值，和/或(优选地，和)，驱动第二电压缓冲器的与第二输入信号同相的信号具有比驱动第一受控电流源的与第二输入信号同相的信号更高的幅值。在实施例中，差分输出级包括第一分压器，第一分压器被配置为用于将第一输入信号分成驱动第一电压缓冲器的与第一输入信号同相的信号和驱动第二受控电流源的与第一输入信号同相的信号，和/或(优选地，和)，差分输出级包括第二分压器，第二分压器被配置为用于将第二输入信号分成驱动第二电压缓冲器的与第二输入信号同相的信号和驱动第一受控电流源的与第二输入信号同相的信号。分压器是将电压信号分成例如第一信号和第二信号的特别有效的方式。分压器可以包括串联连接的第一和第二电阻器。在实施例中，差分输出级包括高通滤波器，该高通滤波器连接至第一输入端和第二输入端，用于对第一输入信号和第二输入信号进行滤波。采用高通滤波器允许人们为输出级选择不同的工作点。这在低电压应用中是特别有利的。
在实施例中，第一电压缓冲器和第一受控电流源被配置为使得，从第一电压缓冲器的输入端到第一电压缓冲器的连接至第一输出端的输出端与从第一受控电流源的输入端到第一受控电流源的连接至第一输出端的输出端增益相等，和/或(优选地，和)，第二电压缓冲器和第二受控电流源被配置为使得，从第二电压缓冲器的输入端到第二电压缓冲器的连接至第二输出端的输出端与从第二受控电流源的输入端到第二受控电流源的连接至第二输出端的输出端增益相等。如果从第一电压缓冲器的输入端到第一电压缓冲器的连接至第一输出端的输出端与从第一受控电流源的输入端到第一受控电流源的连接至第一输出端的输出端增益相等，则在第一信号和第二信号相等的情况中在匹配阻抗上不存在任何RF电压差。阻抗上没有RF电压差意味着没有RF电流流过该阻抗，并且因此没有增益损失。其中第一信号和第二信号相等的情况对应于平均状态情况并且经常出现。单端输入差分输出级包括前述权利要求中任一项所述的差分输出级，该单端输入差分输出级包括转换器，该转换器将单端输入转换为用在差分输出级的第一输入端和第二输入端处的差分输入信号。 在实施例中，转换器包括第一晶体管和第二晶体管，第一晶体管被配置为在第一晶体管的基极接收单端输入信号，第二晶体管被配置为在第二晶体管的基极上接收偏置电压，第一信号在第一晶体管的集电极上产生，并且第二信号在第二晶体管的集电极上产生。本发明的另一个方面涉及包括根据本发明的输出级的差分放大器。优选的是，驱动该输出级的级是单端至差分转换器。差分放大器也可以为全差分放大器本发明的另一个方面涉及增益模块1C，其包括根据本发明的差分放大器和/或差分输出级。本发明的又一个方面涉及卫星接收机，其包括根据本发明的差分放大器和/或差分输出级和/或增益模块1C。本发明可以用在普通RF应用中，例如，采用通用50Q输入/输出宽带增益模块1C，如卫星接收机，但可以用于任何差分RF输出级。根据本发明的差分输出级可以被包括为任何装置的末级，对该末级来说有利的是连接至相对低欧姆(例如，500hm)的输出，并且其应当能够输送一定的功率(例如，IOdBm=IOmW)。例如，根据本发明的差分输出级可以被包括为缓冲器、混频器、有源滤波器、振荡器等的末级。
以举例的方式并参照附图进一步详细说明本发明，在附图中图I为示意性地说明差分输出级的框图，图2为示意性地说明改进差分输出级的框图，图3为示意性地说明第一实施例的框图，图4为示意性地说明第二实施例的框图，图5为示意性地说明第三实施例的框图。在整个附图中，相似或对应的特征由相同的附图标记表示。附图标记列表100差分放大器
110前级(pre-stage)121,122 晶体管133第一输出端137，147 电阻器143第二输出端151,152 电流源160差分输出级160、
200差分放大器210前级220高通滤波器231，241 至电压线的连接232,242 电压缓冲器233正输出端243负输出端234,244受控电流源236，246直流偏置模块237，247用于阻抗匹配的电阻器238，248直流偏置模块239，249至地的连接260差分输出级336，346，338，348 电阻器334,344晶体管332,342晶体管360差分输出级400差分放大器410晶体管420晶体管432,434电阻器442,444电阻器450电流源470单端至差分转换器436,446电阻器532，534，542，544 电流源
具体实施例方式虽然本发明容许多种不同形式的实施例，但一个或多个具体实施例在附图中示出并将在此详细描述，所理解的是，本公开内容将被认为是本发明的原理的示例，并不是要将本发明限制到示出和描述的具体实施例。图I示出包括前级110和差分输出级160的放大器100的示意性框图。差分输出级160也称为差分跟随器拓扑。图I示出前级110，具有连接至差分输出级160的差分输出。前级110的差分输出分别标记为Vp和Vn。Vp和Vn通常是反相的，即，它们具有180度的相位差。实际信号由差Vp-Vn表不。放大由前级110提供，但通常仅在电压域中。对应于该放大的功率由差分输出级160提供。差分输出级160从前级110接收作为输入的Vp和Vn。差分输出级160包括两个射极跟随器型输出级分别地，一个连接至Vp，一个连接至Vn。前级110的输出Vp连接至晶体管121的基极。晶体管121可以为NPN型。晶体管121的集电极连接至电压线。晶体管121的发射极连接至用于阻抗匹配的电阻器137。
电阻器137也称为Rmatch。电阻器137的另一端连接至电流源151的一端。电流源151的
另一端接地。在电阻器137和电流源151之间提供输出端133,用于输出放大信号的正信号。前级110的输出Vn连接至晶体管122的基极。晶体管122的集电极连接至电压线。晶体管122的发射极连接至用于阻抗匹配的电阻器147。电阻器147也称为Rmatch。电阻器147的另一端连接至电流源152的一端。电流源152的另一端接地。在电阻器147和电流源152之间提供输出端143,用于输出放大信号的正信号。晶体管121和晶体管122可以为NPN型。称为‘Rmatch’的电阻器137和147通常为50 Q。晶体管121和晶体管122可以为其它类型的晶体管。差分输出级160具有的缺点在于，原则上，所有的RF电流将流过匹配电阻器Rmatch 137和147,导致从输入端到输出端的电压增益损失(当Rmatch = Rload时电压增益损失为6dB)。给定从产品的输入端到输出端的某个所需增益(例如，37dB)，这使得射极跟随器121和122的基极处必须有两倍大的信号，以之前的增益级的线性作为妥协。模拟结果支持图I的分支中的两个6dB增益损失。同样，已经观察到0IP3损失。0IP3也已知为三阶截点，其是用于弱非线性系统和诸如线性放大器之类的器件的度量。在图2、3、4、5及其变型例的实施例中解决了上述缺点。图2示出了包括前级210和差分输出级260的放大器100的示意性框图。差分输出级260也称为具有交叉耦合的差分推挽式输出级。差分输出级可以用作放大器中的末级。差分输出级可以被认为是负载阻抗匹配源。图2示出了前级210，具有连接至差分输出级260的差分输出。前级210的差分输出分别标记为Vp和Vn。Vp和Vn通常是反相的，S卩，它们具有180度的相位差。实际信号由差Vp-Vn表不。前级210提供差分输入信号至差分输出级260。例如，前级210可以提供电压域的放大。前级210可以通过如利用平衡-不平衡转换器将单个输入转换成差分信号而提供差分输入。对应于该电压信号的功率由差分输出级260提供。差分放大器200包括前级210和差分输出级260。差分输出级260包括第一输入端和第二输入端(未在图2中单独标记)。如果输出级260包括高通滤波器220，则第一输入端和第二输入端可以设置在高通滤波器220上以接收前级210的输出信号。如果差分输出级260不具有高通滤波器220，则第一输入端和第二输入端可以设置在差分输出级260接收来自前级210的输入信号的位置处。差分输出级260从前级210接收作为输入的Vp和Vn。可互换地，差分输出级260接收的信号Vp称为第一输入信号，信号Vn称为第二输入信号。Vp和Vn为差分输入信号的两个分量。由于高频率，差分输出级260特别适合差分射频输入信号的放大。具体地，根据本发明的差分级适合在范围250至750MHz内的频率。替代地，输出级可以用于其它类型的信号的放大，如代表音频的电信号的放大。差分输出级260包括两条支路，一条支路用于Vp，一条支路用于Vn。通常，差分输出级可以包括用于产生第一输出信号的第一支路和用于产生第二输出信号的第二支路，第一支路包括每个都连接至第一输入端的第一电压缓冲器和第一受控电流源，第二支路包括每个都连接至第二输出端的第二电压缓冲器和第二受控电流源。
第一支路也称为正支路。第二支路也称为负支路。所述支路也称为输出支路。与图I的设计的重要差别在于，图2的两条支路是交叉耦合的。每条支路接收第一输入信号和第二输入信号二者，但不是以相同的顺序。差分输出级260可选地可以包括用于对引入的输入Vp和Vn进行滤波的高通滤波器220。例如，高通滤波器220可以采用AC耦合。例如，通过引导信号通过电容器可以对来自前级210的Vp和Vn中的每一个进行滤波。高通滤波器220的输出也标记为Vp和Vn。采用高通滤波器，具体地通过交流耦合，允许在差分输出级260中选择不同的直流点。差分输出级260的正支路包括由Vp驱动的电压缓冲器232和由Vn驱动的受控电流源234。在另一侧处，差分输出级260的负支路包括由Vn驱动的电压缓冲器242和由Vp驱动的受控电流源244。一条支路中的电压缓冲器和电流源通过用于阻抗匹配的电阻器连接在一起。在匹配电阻器和受控电流源之间获得输出信号。作为交叉耦合的结果，在电阻器中未出现增益损失，或者在电阻器中至少出现明显降低的增益损失。因此，在别处，如在前级210中，需要较小的增益。较小的增益是更节能的，并且还允许更好的线性。电压缓冲器232也称为第一电压缓冲器。电压缓冲器242也称为第二电压缓冲器。受控电流源234也称为第一受控电流源。受控电流源244也称为第二受控电流源。图2示出用于连接第一电压缓冲器和第二电压缓冲器以及第一受控电流源和第二受控电流源的一种方式。高通滤波器220的输出Vp连接至电压缓冲器232的输入端。电压缓冲器232在连接点231处连接至电压线。电压缓冲器232的输出端连接至用于阻抗匹配的电阻器237。电阻器237也称为Rmatch。电阻器237的另一端连接至受控电流源234的一端。受控电流源234的另一端在239处接地。在电阻器237和受控电流源234之间设置输出端233 (outp)。输出端233也称为第一输出端。高通滤波器220的输出Vn连接至电压缓冲器242的输入端。电压缓冲器242在连接点241处连接至电压线。电压缓冲器242的输出端连接至用于阻抗匹配的电阻器247。电阻器247也称为Rmatch。典型地，电阻器247具有与电阻器237相同的值。电阻器247的另一端连接至受控电流源244的一端。受控电流源244的另一端在249处接地。在电阻器247和受控电流源244之间设置输出端243 (outn)。输出端243也称为第二输出端。
第一输出端提供第一输出信号至米用由放大器200放大的信号的后续器件。第二输出端提供第二输出信号至后续器件。例如，后续器件可以为模数转换器(ADC)。第一输出信号和第二输出信号一起形成差分输出信号。优选地，包括差分输出级的增益模块不采用外部输出线圈，外部输出线圈将限制可用的输出级拓扑。电压缓冲器232和242优选是射极跟随类型的。例如，电压缓冲器232和/或242可以包括晶体管，如NPN晶体管。在该情况中，高通滤波器220的输出Vp和Vn或前级210的输出Vp和Vn可以分别连接至这些晶体管的基极。
高通滤波器220的Vp和Vn优选分别通过直流偏置模块236和246分别连接至电压缓冲器232和242。直流偏置模块236和246将平均电压升高预定量。具体地，如果高通滤波器220被实现为交流耦合，则使用直流模块是有利的。高通滤波器220的Vp和Vn优选分别通过直流偏置模块238和248分别连接至受控电流源234和244。直流偏置模块238和248将平均电压升高预定量。可以省略高通滤波器220，在该情况中前级210的输出Vp直接连接至受控电流源232和受控电流源244，可能经由直流偏置模块236和248 ;前级210的输出Vn直接连接至受控电流源242和受控电流源234，可能经由直流偏置模块246和238。电阻器237和电阻器247的值取决于所希望的阻抗匹配，并且通常为50 Q。典型地，Rmatch等于Rload。差分输出级可以配置有匹配输入和输出，回波损耗好于10dB，具体地，在都是50 Q的情况下。在图2中，第一电压缓冲器通过电阻器237连接至第一输出端，电阻器237为第一阻抗的示例。第二电压缓冲器通过电阻器247连接至第二输出端，电阻器247为第二阻抗的示例。除电阻器之外的其他类型的阻抗是已知的。通过交叉耦合来自前级的输出信号，获得每个输出支路所需要的反相输入信号。该前级210可以是单端至差分转换器或差分放大器。在操作使用期间，差分输出级200减小通过阻抗237的电流，即使输出级输送相同的增益。当第一输入信号Vp升高时，第二输入信号Vn降低，因为它们来自同一差分信号。第一电压缓冲器232以缓冲形式将第一信号传输至其输出端；具体地，其输出端在第一信号Vp增加时增加。原则上，电压的增加要求通过负载的电流增加。这种所需要的负载电流不是由电压缓冲器232输送的，而是由受控电流源234输送的。由于这导致没有电流通过匹配阻抗，因此没有相关联的增益损失。作为Vp增加的结果，输出端233上的附加电流将仅部分地通过电阻器237。因此对于相同量的直流偏置电流，实现更大的放大。如果Vp降低而不是增加，反过来也是如此。类似地，在另一侧，由电压缓冲器242的输出端上的电压增加引起的增加电流由受控电流源244获取，避免阻抗247处的损失。输出级260的参数大小优选形成为使得受控功率源234和244输送所有的电流，因此没有RF电流流过Rmatch(237和247)，因此，将不存在从输入端到输出端的电压增益损失。以这种最佳点(sweet spot)确定输出级的参数大小,其中当RF信号相等时,从电压缓冲器232和242的输入端到输出端与从受控电流源234和244的输入端到输出端增益相等，附加优势在于，当前级为单端至差分转换器时，驱动差分推挽式输出级的级的输出端处的幅值和相位失配减少，导致更好的共模抑制或共模泄漏。这种情况在至低侧的路径中相对于至高侧的路径而言不存在衰减时出现。因此，条件是当Vp/Vn提供至232/242以及234/244 上时。电压预留空间和线性未进行妥协，如例如在怀特跟随器(white follower)派生的输出级的情况中一样。在怀特跟随器派生的输出级中，电阻器用在高侧晶体管的集电极导线中，以形成反相信号。受控电流源234和244在驱动级上的加载可能会以带宽作为妥协。与电压缓冲器232和242相比，通过将较小的RF信号用于受控电流源234和244，带宽的这种妥协可以被减轻。用于受控电流源的较小信号对线性也是有益处的。放大器和缓冲器拓扑基于NPN是优选的。下文描述的其它输出级同样如此。图3示出了包括前级210和差分输出级260的放大器300的示意性框图。差分输 出级260也称为具有交叉耦合的差分推挽式输出级。图3为图2的改进。图3示出前级210。可选的高通滤波器220已经被实施为交流耦合320。前级210的差分输出连接至交流耦合类型的可选高通滤波器320。注意，与图2相比，不仅在每一侧(例如图2所示)，而且对于电压缓冲器和受控电流部件，已经分开滤波。这允许对滤波的更精细的控制，但不是必要的。直流偏置模块236、246、238和248被实施为分别通过电阻器336、346、338和348与电压线连接。电压缓冲器232和电压缓冲器242被实施为晶体管，在该情况中，分别为晶体管232和342。受控电流源被实施为晶体管，该晶体管的发射极经由电阻器连接至地。受控电流源234被实施为晶体管334和电阻器。受控电流源244被实施为晶体管344和电阻器。晶体管332和342也成为高侧晶体管。晶体管334和344也成为低侧晶体管。晶体管332、342、334和344可以都为NPN型的。对于正支路，前级210的输出Vp通过电容器与晶体管332的基极连接在一起。晶体管332的集电极在231处连接至电压线。晶体管332的基极通过用于偏置的电阻器336也连接至电压线。晶体管332的发射极连接至电阻器237。电阻器237连接至晶体管334的集电极。晶体管334的发射极通过电阻器连接至地。前级210的输出Vn通过电容器与晶体管334的基极连接在一起。晶体管334的基极通过电阻器338也连接至标记为Vbias的电压线。在电阻器237和晶体管334的集电极之间的连接处提供输出端233(outp)。除了正负交换之外，差分输出级360的负支路与正支路相同。可以确定输出级360的参数大小，使得当RF信号相等时，从高侧NPN的基极到输出端与从低侧NPN到输出端增益相等，如在图3中的情况中一样。在该情况中，在电阻器237和电阻器247上未出现增益损失。图4说明具有被实施为差分对的单端至差分转换器的实施例400。图4已经被以示例性的参数大小标记。图4中示出的参数大小仅是表示进一步说明本发明而不是限制本发明。可以选择初图4中示出的那些值之外的值图4类似于图3实施例，但说明了两个新的有利特征。首先，集成用于从单端输入转换至差分信号的转换器。图4中示出的转换器采用图3的设计是特别有效的。这种配置不需要昂贵的平衡-不平衡转换器从单端转换为差分信号。
通过具有差分输出和单端输入，可以消除大体积和昂贵的平衡-不平衡转换器。平衡-不平衡转换器通常在多种应用用于产生差分信号。第二，图4说明可能有利的是，以不同的幅值但以相同的相位驱动电压缓冲器和受控电流源(例如，受控电流源232和受控电流源244，或受控电流源242和受控电流源234)。两种不同的信号可以在单端至差分转换器中产生。它们也可以由其他装置产生，如由用于将单个差分信号分成具有不同幅值的两个差分信号的专用分压器产生。放大器400包括单端至差分转换器470，其用于将单端输入信号转换为用在输出级中，如用在输出级260或360中的差分输入信号。转换器470可以代替前级210，但转换器470也可以在另一前级之后，如用于在电压域中的放大。单端至差分转换器470在这里被实施为差分对。转换器470包括晶体管410和晶体管420。晶体管410被配置为在其基极接收单端输入RF信号。晶体管420被配置为在基极接收偏置电压。晶体管410和晶体管420的 发射极连接至电流源450。电流源450的另一侧接地。晶体管410的集电极和晶体管420的集电极连接至电压线。这种配置在晶体管410的集电极上产生Vp (第一信号)，在晶体管420的集电极产生Vn (第二信号)。晶体管410的集电极可选地通过分压器连接至电压线。该分压器由电阻器442和444形成。该分压器提供用于信号Vn的一个输出，在图4中是在电阻器442和444之间。用于Vn的另一个输出设置在分压器和晶体管410的集电极之间，即在电阻器444和晶体管410的集电极之间。可选地，晶体管410通过电阻器446连接至电流源450。可选地，晶体管420通过电阻器436连接至电流源450。当使用分压器时，Vn的两个输出不具有相同的幅值，它们保持相同的相位。可以省略该分压器，例如，可以去除和连通电阻器444。同样也可以省略两个电阻器442 (或二者)，然而在集电极和电压线之间应当存在至少一定的阻抗，否则不存在任何信号。类似地，晶体管420的集电极可以通过分压器连接至电压线；在这里，该分压器是由电阻器432和434形成。如上所述，产生用于Vp的两个输出。在该实施例中，第一电压缓冲器232,在这里为晶体管342,由与第一输入信号Vp同相的信号驱动，而第一受控电流源由与第二输入信号Vn同相的信号驱动。这两个驱动信号反相，并且可以具有或可以不具有相同的幅值。在图4中，驱动信号的幅值是不同的。低侧NPN(344和334)在驱动级上的加载可能会以带宽作为妥协。通过对于低侧NPN使用与高侧NPN相比更小的RF信号，例如通过使用驱动级的形成分压器的输出电阻器的抽头，在图4的实施例中减轻对带宽的这种妥协。证明用于低侧NPN的这些较小的信号对于现行也是有益处的。两个Vp信号具有相同的相位，但不同的幅值。通过采用较高的放大因子，补偿采用较小信号对晶体管344和晶体管334的驱动。这例如可以通过减小发射极和地之间的电阻器的电阻而实现。在图4中，电阻器438和448与图3的相同电阻器相比具有较小的值。例如，当图3中的电阻器为500hm时，因而344/334上的幅值以因子2衰减，图4中的电阻器 448/438 将为 250hm。采用较高的放大补偿较小的驱动信号增加了线性。在图4(和图3)中，交流耦合用于高侧NPN的基极的连接。这在低电压应用中是特别有利的，因为基极现在被驱动接近VCC0交流耦合是可选的，然而，例如，在图4中，高侧基极也可以直接连接至前级的输出。图5示出了在低电压应用中特别具有益处的附加实施例500。图5中示出的实施例是图3实施例的另一种改进。通常，电流源连接至匹配电阻器237和247的每一端。在图5中示出的输出级560中，这被实施如下电流源532在电阻器237的一端和晶体管334的集电极之间，即在outp连接的同一区域，连接至电阻器237。电流源534在电阻器237的另一端和晶体管332的发射极之间连接至电阻器237。电流源532和534通常分别连接至电源和地。电流源542在在电阻器247的一端和晶体管344的集电极之间，即在outn连接的同一区域，连接至电阻器247。电流源544在电阻器247的另一端和晶体管342的发射极之间连接至电阻器247。电流源542和544也连接至电源和地。可选地，可以省略电流源532和534中的任意一个。例如，在按照A类深度驱动受控电流源以获得最佳线性度性能时，省略电流源534，仅具有电流源532，以从受控电流源334中减去一定的直流电流。在该情况中，仅具有电流源532允许334具有更多的直流偏置电流。基本上532和534分别去耦合晶体管334和晶体管332的直流偏置电流设置，使得它们可以被独立地选择。在实施例中，从图5中省略两个电流源534和电流源544。在图2、3、4、和5的实施例，去除通过Rmatch的交流电流，或者至少减少(与现有技术相比)；这防止了增益损失。同样在图5的实施例中，去除通过Rmatch的直流电流，或者至少减少；特别是在532的DC电流(=Ibias)等于通过受控电流源334的直流电流时。这使受控电流源234和受控电流源244，例如，低侧NPN具有更多的电压预留空间以更加线性地运行。注意，输出节点处的额外的高侧直流电流源也可以确定参数大小，以与低侧NPN驱动电流源的静态值(它也可以较大)不同，以调节输出端处的任何优选直流电压(例如，VCC/2)不同于射极跟随器的输出。注意到，从输出向输出级里看，所看到的宽带阻抗仍然为Rmatch0而且(对图2、3和4同样如此)，通过射极跟随器将交叉耦合与输出端隔离，从而避免(或至少明显地降低)从输出节点看到的负阻抗的不利影响。图5的实施例可以与诸如转换器470之类的单端至差分转换器集成。同样，图5可以采用不同幅值的信号驱动电压缓冲器和受控电流源。应当注意，上述实施例是说明而不是限制本发明，本领域技术人员在不偏离随附权利要求的保护范围的条件下将能够设计多种替代实施例。在权利要求书中，放置在括号之间的任何附图标记不应当被解释为限制该权利要求。动词“包括”及其变型的使用不排除除权利要求中陈述的那些元件或步骤之外的其它元件或步骤的存在。元件之前的不定冠词“一”或“一个”不排除多个这种元件的存在。本发明可以通过包括几种不同元件的硬件，以及通过适合编程的计算机实现。在列举集中装置的装置权利要求中，这些装置中的集中可以由一个相同的硬件项目体现。重要的是，在彼此不同的从属权利要求中引用某些措施并不表明这些措施的组合不能用来产生优点。权利要求
1.ー种差分输出级(260，360，460，560)，包括 用于接收第一输入信号的第一输入端和用于接收第二输入信号的第二输入端，第一输入信号和第二输入信号一起形成差分输入信号， 用于提供第一输出信号的第一输出端(233)和用于提供第二输出信号的第二输出端(243),第一输出信号和第二输出信号一起形成差分输出信号， 各自连接至第一输出端的第一电压缓冲器(232，332)和第一受控电流源(234，334)，第一电压缓冲器由与第一输入信号同相的信号驱动，第一受控电流源由与第二输入信号同相的信号驱动，和 各自连接至第二输出端的第二电压缓冲器(242，342)和第二受控电流源(244，344)，第二电压缓冲器由与第二输入信号同相的信号驱动，第二受控电流源由与第一输入信号同相的信号驱动。
2.根据权利要求I所述的差分输出级，其中第一电压缓冲器通过第一阻抗(237)连接至第一输出端，并且第二电压缓冲器通过第二阻抗(247)连接至第二输出端。
3.根据权利要求2所述的差分输出级，其中 电流源(532)连接至第一阻抗(237)的一端，和/或 电流源(542)连接至第二阻抗(247)的一端。
4.根据权利要求2或3所述的差分输出级，其中 另ー个电流源(534)连接至第一阻抗(237)的另一端，和/或 另ー个电流源(544)连接至第二阻抗(247)的另一端。
5.根据前述权利要求中任一项所述的差分输出级，其中 驱动第一电压缓冲器的与第一输入信号同相的信号具有比驱动第二受控电流源的与第一输入信号同相的信号更高的幅值， 和/或 驱动第二电压缓冲器的与第二输入信号同相的信号具有比驱动第一受控电流源的与第二输入信号同相的信号更高的幅值。
6.根据权利要求5所述的差分输出级,该差分输出级 包括第一分压器(432,434),第一分压器被配置为用于将第一输入信号分成驱动第一电压缓冲器的与第一输入信号同相的信号和驱动第二受控电流源的与第一输入信号同相的信号，和/或 包括第二分压器(442，444)，第二分压器被配置为用于将第二输入信号分成驱动第二电压缓冲器的与第二输入信号同相的信号和驱动第一受控电流源的与第二输入信号同相的信号。
7.根据前述权利要求中任一项所述的差分输出级，包括高通滤波器(220，320)，该高通滤波器连接至第一输入端和第二输入端，用于对第一输入信号和第二输入信号进行滤波。
8.根据前述权利要求中任一项所述的差分输出级，其中 第一电压缓冲器和第一受控电流源被配置为使得，从第一电压缓冲器的输入端到第一电压缓冲器的连接至第一输出端的输出端与从第一受控电流源的输入端到第一受控电流源的连接至第一输出端的输出端増益相等，和/或 第二电压缓冲器和第二受控电流源被配置为使得，从第二电压缓冲器的输入端到第二电压缓冲器的连接至第二输出端的输出端与从第二受控电流源的输入端到第二受控电流源的连接至第二输出端的输出端増益相等。
9.根据前述权利要求中任一项所述的差分输出级，其中第一电压缓冲器和/或第二电压缓冲器包括晶体管(332，342)，分别地，该晶体管的基极接收驱动第一或第二电压缓冲器的与第一或第二输入信号同相的信号，该晶体管的发射极连接至第一或第二输出端。
10.根据前述权利要求中任一项所述的差分输出级，其中第一受控电流源和/或第二受控电流源包括晶体管(334，344)，分别地，该晶体管的基极接收驱动第一或第二受控电流 源的与第二或第一输入信号同相的信号，该晶体管的集电极连接至第一或第二输出端。
11.根据权利要求10所述的差分输出级，其中受控电流源的晶体管的发射极经由电阻器(438，448)连接至地。
12.根据前述权利要求中任一项所述的差分输出级,其中差分输入信号和差分输出信号为射频信号。
13.—种单端输入差分输出级，包括前述权利要求中任一项所述的差分输出级，该单端输入差分输出级包括转换器，该转换器将单端输入转换为用在差分输出级的第一输入端和第二输入端处的差分输入信号。
14.根据权利要求13所述的单端输入差分输出级，其中转换器包括第一晶体管(410)和第二晶体管(420)，第一晶体管(410)被配置为在第一晶体管(410)的基极接收单端输入信号，第二晶体管(420)被配置为在第二晶体管(420)的基极上接收偏置电压，第一信号在第一晶体管的集电极上产生，并且第二信号在第二晶体管(420)的集电极上产生。
15.ー种差分放大器(200，300，400，500)，包括前述权利要求中任ー项所述的输出级。
16.ー种卫星接收机，包括如权利要求15所述的差分放大器。
全文摘要
提供了一种差分输出级(260)，其被配置为用于接收包括第一信号和第二信号的差分输入信号，该差分输出级包括用于提供第一输出信号的第一输出端(233)和用于提供第二输出信号的第二输出端(243)，第一输出信号和第二输出信号一起形成差分输出信号；各自连接至第一输出端的第一电压缓冲器(232)和第一受控电流源(234)，第一电压缓冲器由与第一输入信号同相的信号驱动，第一受控电流源由与第二输入信号同相的信号驱动；和各自连接至第二输出端的第二电压缓冲器(242)和第二受控电流源(244)，第二电压缓冲器由与第二输入信号同相的信号驱动，第二受控电流源由与第一输入信号同相的信号驱动。
文档编号H03F3/45GK102739172SQ201210102040
公开日2012年10月17日 申请日期2012年4月9日 优先权日2011年4月12日
发明者吉安·霍赫扎德 申请人:Nxp股份有限公司