有源栅极驱动电路的制作方法
【专利摘要】公开了用于控制栅控部件(30)的栅极驱动电路及用于控制栅控部件的方法，该栅极驱动电路包括PI控制器(31)，该PI控制器适于接收输入参考信号(vref,d/dt)以及控制栅控部件的栅极电压。该栅极驱动电路包括：用于PI控制器(31)的第一反馈回路，该第一反馈回路包括第一增益(kV)；以及用于PI控制器(31)的第二反馈回路，该第二反馈回路包括第二增益(ki)。第二反馈回路包括削波电路(32)，该削波电路适于当集电极电流的时间导数为负时在栅控部件(30)的导通期间修改第二反馈回路中的反馈信号，第一反馈回路包括第一消隐电路(101)，该第一消隐电路适于当栅控部件处于阻断状态时切断反馈回路。
【专利说明】有源栅极驱动电路
【技术领域】
[0001] 本发明涉及栅极驱动器，特别地涉及采用电流和电压斜率的闭环控制的栅极驱动 器。
【背景技术】
[0002] 绝缘栅双极型晶体管（IGBT)模块被广泛用于感应（硬）开关电压源电力电子转 换器，例如驱动器、开关式电源或固态变压器。
[0003] 下述需求是IGBT的栅极驱动的挑战性任务：使IGBT的开关损耗最小化；使电流 条件和电压条件保持在安全操作区（S0A)，例如限制关断过电压和在导通期间的峰值反向 恢复电流；以及限制电磁干扰（EMI)。设置导通时的集电极电流斜率di c/dt使得能够限制 峰值反向恢复电流，并且关断期间的dic/dt限定了由于跨总换向回路电感L。的电压降而 产生的过电压。为了提供电磁兼容（EMC)，根据具体情况，dL/dt和集电极-发射极电压斜 率dvo/dt必须被限制至指定值。
[0004] 分别针对导通和关断的独立的电流斜率和电压斜率控制使得栅极驱动能够在保 持在S0A并提供EMC的同时以最小开关损耗在所有操作点最佳地开关IGBT。此外，如果直 接串联或并联连接IGBT模块，则对dv eE/dt或die/dt的控制使得能够进行对称的电压或电 流共享。
[0005] 调节IGBT的开关速度的简单且常见的方式是将附加的无源部件插入到电路中。 附加的栅极电阻R e使栅极电流减小，并且因此也使电流斜率和电压斜率两者减小，额外的 密勒电容使dveE/dt降低，附加的栅极-发射极电容C ee使die/dt降低。该方法通常由于 所需的较大的栅极电荷量而导致过度的开关损耗或者导致增加的延迟以及栅极驱动损耗。
[0006] 为了避免附加的栅极驱动损耗，可以使用前馈栅极电压形状生成器[1]来调节 dic/dt。然而，在该方法中电压斜率的可控性较低。
[0007] 在开关瞬变期间影响栅极电流的另外的可能性是例如可切换或可调节的栅极电 阻器、电流源/宿（sink)或栅极电压。因为这样的具有可调节的输出级的栅极驱动器的 实现必须确保针对所有操作条件（变化的Τ」、"_、v D。）操作处于S0A中，例如处于受限的 dic/dt和dvra/dt，所以对于大多数操作点，不能实现期望的最佳电流斜率和电压斜率，从而 导致增加的开关损耗。此外，半导体的系统状态例如从电流瞬变到电压瞬变的转变和从电 压瞬变到电流瞬变的转变必须在附加的复杂电路中被最准确地检测出，以能够独立地调节 di c/dt 和 ch^/dt。
[0008] 缺少对IGBT的非线性和对操作点的依赖性的补偿是所有这些开环控制拓扑结构 的另外的主要缺点。IGBT的跨导g m实际上随着栅极电压而变化，并且结温L以及电容 值和Ce。两者取决于所施加的电压，特别是密勒电容。因此，利用开环方法，不能获得准 确限定且恒定的电流斜率和电压斜率。因此，应用带反馈的拓扑结构以实现更精确的控制。
[0009] 由于简单且高带宽的测量电路、易于生成恒定的参考值以及简单的控制放大器 级，借助于die/dt和dvo/dt控制拓扑结构来实现关于模拟控制带宽的最佳性能。已经提 出了仅dic/dt控制的不同实现或者针对导通或关断期间的电流或电压斜率控制的单独的 方案[2]。
[0010] 在[3]中提出了一种导通和关断dic/dt和dvo/dt控制的全面的方案。由于该实 现利用了大量双极型晶体管以及对控制回路的有源检测和选择，所以性能被限制到200A/ μ s 和 lkV/ μ s〇
【发明内容】
toon] 本发明的目的是提供一种驱动方法及实现该方法的驱动器电路，以缓解上述缺 点。通过以独立权利要求中所陈述的内容为特征的方法及电路来实现本发明的目的。在从 属权利要求中公开了本发明的优选实施方式。
[0012] 本发明基于如下构思：使用控制栅控部件的dic/dt和dvra/dt两者的单个比例积 分（PI)控制器。由于导通和关断过程的性质，每次不是集电极电流改变就是集电极-发射 极电压改变，从而使得能够使用仅一个同时具有有源dic/dt反馈回路和有源dvo/dt反馈 回路的PI控制器。
[0013] 本发明的有源栅极驱动提供了使用简单硬件实现的高度动态控制。对于硬件实 现，仅需要简单的测量电路、在整个开关操作期间的恒定参考信号和一个单个的控制放大 器。由于从die/dt控制到dvo/dt控制的自然状态转变和从dvo/dt控制到die/dt控制的自 然状态转变，因此在提供最大模拟控制带宽的开关瞬变期间不需要控制回路的有源改变。
[0014] 利用本发明，可以使用简单结构来控制集电极电流的变化率和集电极-发射极电 压的变化率。受控变化率确保了与高变化率或过度损耗相关的问题得以处理。
【专利附图】
【附图说明】
[0015] 在下文中，将参照附图借助于优选实施方式来更详细地描述本发明，在附图中：
[0016] 图1示出了针对a)导通和b)关断的感应开关瞬变的示意性电流和电压波形；
[0017] 图2示出了组合的电流和电压斜率控制的框图；
[0018] 图3示出了有源栅极驱动的原理图的示例；
[0019] 图4示出了削波电路的原理图的示例；
[0020] 图5示出了针对不同负载电流的、测量的导通期间的集电极电流i。、集电极-发射 极电压和栅极驱动器输出电压v?，。ut ;
[0021] 图6示出了针对不同的电压斜率的、测量的导通期间的集电极电流和集电 极-发射极电压v CE ;
[0022] 图7示出了针对不同的电流斜率的、测量的导通期间的集电极电流和集电 极-发射极电压v CE ;
[0023] 图8和图9示出了在半桥式配置中换向时的电流波形和电压波形；以及
[0024] 图10、图11和图12示出了本发明的实施方式。
【具体实施方式】
[0025] 如图1中所描绘和表I中所描述的，IGBT的感应（硬）开关瞬变的主要特征在于： 对于导通和关断操作，电流变化和电压变化的区段总是彼此接替。
[0026] |a)导通 |b)关断 Τ?) 导通延迟（vfc〈vth) 大。充电 (2) dic/dt dvCE/dt (3) dvCE/dt dic/dt T4) 大放电 尾电流 75)^导通状态 关断状态
[0027]
[0028] 表I :根据图1的感应开关瞬变的区段描述
[0029] 从图la中可以看出，在导通过程的区段⑵中，集电极电流增大。在同一区段中， 集电极-发射极电压几乎保持不变。
[0030] 由于电流斜率和电压斜率的这种时间的分离，在理想情况下，在集电极电流变化 期间dv ra/dt为零，而在集电极-发射极电压变化期间dic/dt为零。该事实允许利用组合 的di c/dt和dvra/dt闭环控制，S卩，使用一个单个的PI控制器，这两个控制回路同时有源。 在这样的情况下，由于IGBT的硬开关，发生从电流斜率控制到电压斜率控制的自然状态转 变和从电压斜率控制到电流斜率控制的自然状态转变。在图2中，描绘了针对该组合的电 流和电压斜率控制的框图。
[0031] 图2示出了具有栅极G、集电极C和发射极E的栅控部件30。PI控制器31的输 出被馈送到缓冲电路BUF，该缓冲电路BUF放大来自PI控制器的信号并且向该部件的栅极 馈送栅极电流i e。第一反馈回路运载下述反馈信号：该反馈信号具有取了时间导数的集电 极-发射极电压％的值。该信号还被放大增益<。从而反馈给控制器的信号与集电极-发 射极电压的时间导数dv CE/dt成比例。第二反馈回路运载与集电极电流的时间导数成比例 的反馈电压信号，该反馈电压信号被获得为在部件30的发射极E与辅助发射极e之间的由 于寄生焊线电感L E而产生的电压。
[0032] 在每次开关操作开始时被设置一次的输入参考信号v_d/dt保持在恒定值处，并且 根据（1)和（2)结合反馈增益匕和匕来限定针对两个控制变量的设置点。
[0033] I = '.'.'『一 df ^ kitLE (1) d' CE _ ^ ref Λ dr
[0034] - - 办喊 K (2)
[0035] 根据上述等式，可以通过设置增益的值来限定所请求的电压斜率和电流斜率。
[0036] 因为动态反馈仅提供电流斜率和电压斜率期间的系统信息，所以ΡΙ控制器在导 通和关断延迟区段（图la和图lb中的区段（1))期间不能适当地控制IGBT。在此处，控 制器通常使栅极电流增大太多，导致导通期间dic/dt的过冲以及关断期间dvCE/dt的过冲。 下面描述在电流或电压斜率反馈之前控制系统状态即栅极电流ie的方案。
[0037] 在开关瞬变的延迟区段期间缺失反馈通常导致过大的栅极电流，引起在导通时 dic/dt的过冲以及关断时dv CE/dt的过冲。如果在这些区段中栅极电流被有效地控制，则可 以防止上述过冲。如图2所示，可以在不改变电流和电压斜率控制部分的情况下在有源栅 极驱动拓扑结构中实施这样的栅极电流控制。
[0038] 可选的栅极电流控制接收来自栅极电流ie的测量。第三控制回路包括增益kg，并 且从针对可选控制回路给定的参考中减去反馈信号。同样地，从栅极电流控制参考中 减去输入参考信号 d/dt。所获得的误差信号被馈送到能够使得栅极电流控制回路停用的 多路转接器33。该多路转接器的输出进一步连接到PI控制器31。
[0039] 为启动开关操作，通过设置参考信号和多路转接器来同时激活两个控制回路。接 着，必须不迟于导通时电流开始升高时或关断时电压开始升高时，用多路转接器将栅极电 流控制去激活。这个时间点可以通过开关操作启动后的达到预定义的栅极-发射极电压 电平或最晚达到有效电流或电压斜率反馈的点的具体时间得出。在图2的示例中，用输入 '机啦来控制多路转接器33。
[0040] 对于有源栅极驱动的硬件实施，必须提供die/dt反馈信号和dvra/dt反馈信号，必 须生成控制误差，必须实施PI控制器，并且必须插入高度动态且功能强大的输出缓冲器作 为栅极驱动输出级。在图3中示出了所提议的有源栅极驱动的原理图，并且将在下面对其 进行论述。
[0041] 所需的dic/dt和dvo/dt的测量以二元性为特性。对于电流斜率测量，跨电流通 路中的电感例如发射极的寄生焊线电感L E的电压被用作反馈，该电压与电流时间导数成比 例。对于电压斜率测量，电压通路中的电容器Cv的电流被用作与电压时间导数成比例的反 馈。忽视任何寄生电感并且假定相对于v CE同样小的运算放大器的（+)_输入，上述两个反 馈信号可以根据（3)和（4)来表示。
[0042] vEe ^ -Le · dic/dt (3)
[0043] iCv ^ Cv · dvCE/dt (4)
[0044] 对于生成控制误差，即合计参考信号和反馈信号，可以如图3所示来部署无源网 络。由于电压时间导数反馈通路中的电容器C v，所有剩余信号出现低通特性。该电容器值 通常在数皮法的范围内，从而导致处于低纳秒范围内的低通时间常数。如果该低通特性会 引发问题，则可以插入缓冲放大器以去耦合电压斜率反馈，其中所述低通特性取决于参考 信号生成的所有电阻器值和电容器值。
[0045] 可以如图3所示以快速运算放大器来实施PI控制器31，其中根据（5)和（6)得到 P部分和I部分。
[0046] P=1+Rc2/Rc1 (5)
[0047] I=l/(Rcl*Cc) (6)
[0048] 作为输出缓冲器，可以使用推挽式的发射极跟随器1和％以提供高模拟带宽和所 需的电流增益。在这样的情况下，与单一装置相比的较低额定电流的双极型晶体管的并联 连接在电流增益（一般是h FE>100)和模拟带宽（fT>100MHz)方面是有益的。
[0049] 图3还示出了用于产生栅极电流控制的电路的示例。具体地，栅极电流被测量为 跨位于栅极电流通路中的电阻器Rs的电压。该电压信号被馈送到运算放大器电路，该运算 放大器电路还接收栅极电流参考电压。具有电阻器Ra，ie、Ra:1、R a，ie_、Ra，ie+、Ra， d和Ra，2 的运算放大器电路产生图2的可选反馈回路的功能。图2中的求和部件34由与PI控制器 31的运算放大器连接的电阻器Rg、Rp氏和电容器C v形成。
[0050] 在理想情况下，感应开关的电流瞬变和电压瞬变如上所示在时间上彼此分离，从 而使得能够进行组合的di c/dt和dvra/dt控制。然而，在导通电压斜率期间，在峰值反向恢 复电流之后，集电极电流减小，这导致不期望的附加反馈。在图la中区段（3)处示出了集 电极电流的所述减小。
[0051] 对于控制拓扑结构，应当防止导通电压斜率期间的负dic/dt反馈，以实现对dv CE/ dt的最佳控制。这可以借助于将图4中所示的附图标记32的削波电路插入到如图3所示 的di e/dt反馈通路中来实现。利用本实施方式的削波电路，当其被使能时，负的电流斜率 反馈值被限制到通过补偿的分压器（R 2| |C2, R3| |C3)而被缩小的二极管队正向电压。在导 通瞬变期间仅用开关S。来使能本实施方式的削波电路。因为控制v gs被施加到开关S。的栅 极，在负的电流斜率反馈期间出现的正电流可以流过二极管Dc，并且图4的运算放大器的电 压由二极管的正向电压和分压器所限定。运算放大器与电阻器R gl和Rg2 -起设置电路的增 益。该电路的电压被输出为信号vEwip，在图3中也示出了该信号v E^lip。作为用于使能削 波电路的控制信号vgs，可以直接使用栅极驱动器的栅极信号输入，即削波电路在整个导通 开关瞬变期间被使能并在整个关断开关瞬变期间被停用。
[0052] 对本发明的电路进行双脉冲测试，并且获得了如下测量结果。测试装备包括DC链 路（最高达lkV，320 μ F)、一个英飞凌FF450R12KE4IGBT半桥式模块（1. 2kV，450A)、空心脉 冲电感器（53 μ H)和互连所有部件的母线。
[0053] 对于参考值dic/dtief = 2kA/y s和 dvCE/dtief = 0. 5kV/y s，如图 5 中所示，针对不 同的负载电流值，测量了 IGBT的电流瞬变和电压瞬变。有源栅极驱动调节输出电压 以遵循电流斜率参考直到取值到峰值反向恢复电流为止，并且然后由于自然状态转变，将 电压斜率控制至电压斜率的参考值。针对六个不同的负载电流值进行了绘图。
[0054] 对于标称负载电流，在图6中电压斜率参考在dvCE/dtMf = 0. 5kV/ μ s··· 2kV/ μ s 的范围内变化，在图7中电流斜率参考在dic/dtMf = 0. 67kA/ μ S?3kA/ μ s的范围内变化。 在以上两种情况下，有源栅极驱动能够精确地将电流斜率和电压斜率控制至其参考值。
[0055] 当操作图2和图3的栅极驱动电路以驱动具有感应切换电流的半桥式配置中的开 关时，存在两种类型的换向，其中相对侧（高侧/低侧）的切换的特定反馈可能会导致不明 确的操作。下面将参照图8和图9来描述换向。
[0056] 图8示出了当以正的集电极电流Ic导通低侧IGBT时的电流波形和电压波形。图 8的上图示出了低侧（LS)集电极电流波形和低侧（LS)集电极-发射极电压波 形。图8的下图示出了关于高侧（HS)的相应波形。
[0057] 在图8中，首先电流从相对侧（高侧）续流二极管换向，然后导通的IGBT的电压 下降。同时，在相对侧（高侧）续流二极管和IGBT上的电压如图8所示上升。在电流换向 期间，低侧电流反馈和高侧电流反馈均如预期的那样作用，换言之限制电流变化率。但是对 于电压变化，高侧反馈为正，这可能足以暂时再次导通高侧IGBT，这取决于高侧关断电压参 考（v_ d/dt)和dv/dt反馈回路的增益及积分器的时间常数。这将以高侧IGBT和低侧IGBT 的直通（shoot though)而结束。应当注意的是，由于积分器将会迫使栅极电压到达vraf，d/ dt，最终高侧IGBT将会关断。
[0058] 在图9中所示的换向中，以正的集电极电流I。关断低侧IGBT。图9的上图和下 图对应于图8的上图和下图。首先对关断的IGBT上的电压充电，以便相对的二极管 能够如图9所示开始传导。在此期间，高侧IGBT上的电压v@ HS下降，并且dv/dt反馈保持 IGBT栅极为低。接下来，由低侧IGBT的闭环di/dt控制引导电流下降。在此期间，高侧的 负的di/dt倾向于使高侧IGBT栅极电压增大，从而有可能使其导通。在实践中，这应当是 没有损害的，因为电压已经超过低侧IGBT并且低侧IGBT正在控制到高侧二极管的电流换 向。
[0059] 如上所述，在图2和图3的电路中，在半桥式配置的情况下，由于在某些换向中的 dv/dt和di/dt反馈而引起非预期的导通是可能的。在半桥式配置中，当相对侧（高侧/低 侦D正在控制电流时，非预期的反馈是可能的。根据本发明，栅极驱动电路包括在第一反馈 回路中的第一消隐电路101，并且根据一个实施方式，栅极驱动电路包括在第二反馈回路中 的第二消隐电路102。
[0060] 消隐电路允许当感应电流被切换时在半桥式配置中的栅极驱动器的操作。一旦功 率半导体处于其阻断状态，消隐电路101U02就将到驱动电路的di/dt和/或dv/dt反馈 去激活。换言之，一旦部件处于阻断状态，消隐电路就切断到该部件的反馈。
[0061] 实现消隐的部件可以是例如图10所示的高速多路转接器。控制信号vrtri;FB是基 于IGBT或其栅极的状态建立的。可以根据可测量参数例如集电极-发射极电压v eE、集电 极电流k来生成控制信号Vc;tal ;FB，或者可以根据栅极-发射极电压VeE来生成Vc;tal ;FB。最简 单的方案是测试栅极电压VeE是否在阈值电压V% th以下。
[0062] 向闭环di/dt和dv/dt栅极控制中添加消隐确保了在换向期间不会发生交叉传 导。
[0063] 在一个实施方式中，在相对侧（HS/LS)的消隐电路中使用的状态数据还被用于使 预设换向延迟死区时间最小或者甚至去除预设换向延迟死区时间。图11(a)示出了这样的 电路的实施，其中相对侧关断状态检测--即来自高侧栅极驱动电路和低侧栅极驱动电路 两者的上述控制信号 V&1;FB--分别用于互锁高侧和低侧导通和关断命令。更具体地，图 11(a)示出了用本发明的栅极驱动电路驱动的半桥式集电极-发射极连接的IGBT。具有关 断检测111的高侧栅极驱动电路将表示关断状态的信号\。"通过"与"电路114输出至低 侧栅极驱动电路。当所输入的控制信号Vpwmm和表示关断状态的信号为高时，所述控制被传 递至栅极驱动器电路112。同样地，栅极驱动电路112中的低侧关断检测电路将信号 输出至"与"电路113,其中"与"电路113还接收高侧控制信号 VpffllHS。当这些信号均为高 时，该控制被传递至栅极驱动器电路111。借助于本实施方式，不需要用于确保一个部件在 另一个部件导通之前处于关断状态所需的预设换向延迟。
[0064] 如图11(b)所示，利用状态数据的实施方式允许每个臂使用单个控制信号。因为 高侧开关部件和低侧开关部件被作为互补对进行控制，所以针对一个开关部件利用逻辑反 相器115将输入的控制信号例如脉宽调制信号进行反相，而另一开关部件则使用原始控制 信号。栅极驱动电路中的关断检测操作成使得仅在另一开关部件关断之后对该开关部件执 行导通。图11(b)的其它特征与图11(a)中的一样。
[0065] 在某些短路情况下，即在具有较大短路电感的硬开关故障时以及在负载故障时， 集电极-发射极电压％快速升高，同时集电极电流L也升高。然而，闭环栅极驱动电路基 于和vCE不同时变化的构思以实现所需控制。由于这对于这些前述的短路情况是不可靠 的，如将要阐述的，基本上有两种选择来安全地关断短路。
[0066] 当集电极-发射极电压vCE达到DC链路电压时，可以借助于闭环栅极驱动安全地 关断短路，即并不是在检测到短路之后马上启动关断，而是在达到DC链路电平时启动关 断。因此该关断方案由于人为的关断延迟而导致IGBT的损耗增加，并且如果短路阻抗包括 相似于或高于IGBT的电阻部分的电阻部分，则该关断方案是行不通的，这是因为在这样的 情况下v CE不会达到DC母线电压。
[0067] 没有任何另外的关断延迟的较简单且较稳固的方案是在没有闭环控制的情况下 借助于所实施的栅极电流控制来关断短路，其中栅极电流的预定义低值可以用于安全地关 断IGBT。为此，有必要在导通瞬变之后，即当功率半导体达到其导通状态时，马上将di/dt 和dv/dt反馈去激活，以使得栅极电流控制在没有任何不期望的另外的反馈的情况下进行 操作。这可以如上所述借助于反馈通路中的di/dt消隐电路102和dv/dt消隐电路101来 执行。
[0068] 根据一个实施方式，可以将过电压控制反馈回路添加到本发明的栅极驱动电路。 该反馈信号是有效的，并且同时di/dt例如在二极管电流阶跃期间不主动变化并且类似于 已知的有源钳位电路通过基于所设置的vCE电压电平将IGBT导通来保护IGBT和续流二极 管防止任何过电压。这在图12中进行了描绘，其中集电极-发射极电压v CE被引导至比较 电路103。如果所测电压超过设定限值，则在框104中将输出以第三增益KQV进行放大，并且 输出被进一步馈送到求和部件105,求和部件105将框104的输出加到PI控制器的输出上。 所获得的总和被馈送到供应栅极电流的缓冲电路。过电压控制的操作使得在集电极-发射 极过电压期间增大栅极电压以中断部件的关断过程，使得di/dt可以缓慢降低，从而产生 较低的集电极-发射极电压。
[0069] 可以理解的是，以上参照附图描述的电路结构仅是适合于产生期望功能的可能构 架的示例。显然的是，某些电路结构例如削波电路可以使用其他结构来形成。
[0070] 在图10和图11中，在图2的电路中包含了一些另外的功能。由于在图10和图11 中的电路的基本操作原理对应于图2的电路的基本操作原理，所以省略了对图10和图11 的各种部件的更具体的介绍。
[0071] 用本发明的电路和方法来控制的部件优选地是IGBT部件。其他栅控部件包括 M0SFET(金属氧化物半导体场效应晶体管）和BJT(双极结型晶体管）等。
[0072] 对于本领域技术人员将明显的是，随着技术进步，可以通过各种方式来实现本发 明的构思。本发明及其实施方式不限于上述示例，而是可以在权利要求的范围内进行改变。
[0073] 参考文献
[0074] [1]P. J. Grbovic, ^An IGBT gate driver for feed-forward control of turn-〇n losses and reverse recovery current,，' IEEE Transactions on Power Electronics,v ol. 23, no. 2, pp. 643-652, Mar. 2008.
[0075] [2] S. Park and T. M. Jahns, ^Flexible dv/dt and di/dt control method for insulated gate power switches,，'IEEE Transactions on Industry Applications, vol .39, no. 3, pp. 657 - 664, 2003.
[0076] [3]C. DoricilUiliH and J. Melbert,uNew IGBT driver with independent dv/ dt-and di/dt-feedback control for optimized switching behavior，'Troc. of the2nd Int. Conf. on Integrated Power Electronic Systems (CIPS), pp. 107 - 114, 2002.
【权利要求】
1. 一种用于控制栅控部件（30)的栅极驱动电路，所述栅极驱动电路包括PI控制器 (31)，所述PI控制器适于接收输入参考信号（v Mtd/dt)以及控制所述栅控部件的栅极电压， 其特征在于，所述栅极驱动电路还包括： 用于所述PI控制器（31)的第一反馈回路，其适于根据所述栅控部件（30)的集电 极-发射极电压（\E)的时间导数来提供反馈，所述第一反馈回路包括第一增益（kv)，以及 用于所述PI控制器（31)的第二反馈回路，其适于根据所述栅控部件（30)的集电极电 流（i。）的时间导数来提供反馈，所述第二反馈回路包括第二增益0〇,其中 所述第二反馈回路包括削波电路（32)，所述削波电路适于当所述集电极电流的所述时 间导数为负时在所述栅控部件（30)的导通期间修改所述第二反馈回路中的反馈信号，以 及其中 所述第一反馈回路包括第一消隐电路（101)，所述第一消隐电路适于在所述栅控部件 处于阻断状态时切断所述反馈回路。
2. 根据权利要求1所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述栅极驱动电路还包括适于 使用所述PI控制器（31)的栅极电流控制回路，所述栅极电流控制回路接收来自栅极电流 的反馈信号，并且能够连接成在导通延迟和关断延迟期间控制所述栅极电流。
3. 根据权利要求1或2所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述栅极驱动电路还包括缓 冲电路（BUF)，所述缓冲电路用于放大来自所述PI控制器的输出信号以驱动所述栅控部件 (30)。
4. 根据权利要求1、2或3所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述削波电路（32)包括 用于使能所述削波电路的受控部件。
5. 根据权利要求1至4中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于，一旦被使能，所述 削波电路限制输出。
6. 根据权利要求1至5中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于，通过使用所述第一 反馈回路中的电容器来将所述集电极-发射极电压的所述时间导数确定为电压电平，所述 电容器对集电极-发射极电压变化作出响应。
7. 根据权利要求1至6中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于，根据已知电感上的 电压、优选地根据所述发射极的寄生焊线电感上的电压来将所述集电极电流的所述时间导 数确定为电压电平。
8. 根据权利要求1至7中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述第二反馈回路 包括第二消隐电路（102)，所述第二消隐电路（102)适于在所述栅控部件处于所述阻断状 态时切断所述反馈回路。
9. 根据权利要求1至8中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述第一消隐电路 和/或所述第二消隐电路适于接收如下控制（ Vc;tri，FB):该控制用于基于所述栅控部件或其 栅极的状态来切断所述反馈回路。
10. 根据权利要求9所述的栅极驱动电路，其特征在于，用于切断所述反馈回路的控制 基于确定所述栅控部件的所述栅极电压是否在阈值电压（ V%th)以下。
11. 根据权利要求1至10中任一项所述的栅极驱动电路，其特征在于，所述栅极驱动电 路包括第三反馈回路，所述第三反馈回路适于根据所述栅控部件（30)的集电极-发射极电 压（v CE)提供反馈，所述第三反馈回路包括第三增益（kOT)，其中所述第三反馈回路适于操作 成当所述栅控部件的所述集电极-发射极电压在所设置的过电压限值以上时增加所述栅 极电压。
12. 根据权利要求1至11中任一项所述的栅极驱动电路，用在半桥式配置中，其特征在 于，用于切断所述反馈回路的控制（vrt4 FB)适于用于将低侧控制与高侧控制互锁以防止交 叉传导。
13. 根据权利要求1至12中任一项所述的栅极驱动电路，用在半桥式配置中，其特征在 于，在过电流的情况下，所述消隐电路适于当功率半导体处于目的在于以所设置的负栅极 电流来关断短路的状态下时将所述第一反馈回路或所述第一反馈回路和所述第二反馈回 路去激活。
14. 一种用于通过使用PI控制器（31)来控制栅控部件（30)的方法，所述PI控制器适 于接收输入参考信号（v_ d/dt)以及控制所述栅控部件的栅极电压，其特征在于，所述方法 包括： 将所述输入参考信号（v<d/dt)提供给所述PI控制器， 根据所述栅控部件（30)的集电极-发射极电压（veE)的时间导数获得用于所述PI控 制器（31)的第一反馈信号， 根据所述栅控部件（30)的集电极电流（i。）的时间导数获得用于所述PI控制器（31) 的第二反馈信号， 当所述集电极电流的所述时间导数为负时，在所述栅控部件（30)的导通期间修改第 二反馈回路中的反馈信号，以及 当所述栅控部件处于阻断状态时切断所述第一反馈信号。
【文档编号】H03K17/567GK104242890SQ201410273972
【公开日】2014年12月24日 申请日期:2014年6月18日 优先权日:2013年6月20日
【发明者】亚尼克·洛布西格尔, 约翰·科拉尔, 马蒂·莱蒂宁 申请人:Abb研究有限公司