开关电路和具备该开关电路的电源电路的制作方法

本发明涉及开关电路和电源电路，特别是涉及包括串联连接的晶体管的开关电路和具备该开关电路的电源电路。

背景技术：

电力用晶体管一般具有当栅极－源极间电压为0V时会流过漏极电流的常导通型的特性。因此，在对电力用晶体管的栅极端子不是施加足够的负极性电压而是施加漏极电压时，会流过大的电流，有时电力用晶体管会被破坏。因而，电力用晶体管与双极晶体管、金属氧化膜半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：MOSFET)等常截止型晶体管相比更难操作。

因此，以往已知将高耐压的常导通型晶体管与低耐压的常截止型晶体管串联连接的开关电路。例如在专利文献1的图4中记载了具备将常导通型的接合型FET与MOSFET串联连接的电路的电力转换装置。在专利文献1的图1中记载了一种电力转换装置，该电力转换装置设有二极管，该二极管与将常导通型晶体管和常截止型晶体管串联连接的电路反向并联，该电力转换装置使用栅极驱动电路控制2个晶体管的栅极电压。另外，在专利文献2中记载有一种开关电源装置，该开关电源装置具备将高耐压的常截止型晶体管与低耐压的常截止型晶体管串联连接的电路。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2011－10487号公报

专利文献2：日本特开2013－85448号公报

技术实现要素：

发明要解决的问题

但是，将高耐压的常导通型晶体管与低耐压的常截止型晶体管串联连接的开关电路具有当变为截止时会流过大的瞬态电流的问题。以下，针对图4所示的开关电路说明该问题。

在图4中，晶体管T11是高耐压的常导通型晶体管，晶体管T12是低耐压的常截止型晶体管，二极管D11是晶体管T12的内置二极管。考虑在晶体管T12为截止状态且电流从节点N13向节点N11流动时，电流停止，节点N11的电位上升的情况。在节点N11的电位开始上升后的一段时间内，晶体管T11仍保持导通状态，节点N12的电位与节点N11的电位一起上升。当栅极－源极间电压不到阈值电压时，晶体管T11截止。

若在节点N11的电位上升时晶体管T11立刻截止，则变为截止时的瞬态电流的电容所引起的成分仅包含对晶体管T11的源极－漏极间电容与晶体管T12的源极－漏极间电容的合成电容进行充电的电流。然而实际上，在节点N11的电位上升后，存在晶体管T11为导通状态的期间。因此，变为截止时的瞬态电流的电容所引起的成分包含经由导通状态的晶体管T11仅对晶体管T12的源极－漏极间电容进行充电的电流。因而，在图4所示的开关电路中，变为截止时的瞬态电流变多，开关损耗、噪声随之变大。

因此，本发明的目的在于提供包括串联连接的晶体管且削减了变为截止时的瞬态电流的开关电路和具备该开关电路的电源电路。

用于解决问题的方案

本发明的第1方面是开关电路，其特征在于，具备：

第1晶体管，其具有连接到第1节点的第1导通端子和连接到第2节点的第2导通端子；

第2晶体管，其具有连接到上述第2节点的第1导通端子和连接到第3节点的第2导通端子；

第1二极管，其与上述第2晶体管反向并联地设置于将上述第2节点和上述第3节点相连的第1路径上；

第2二极管，其与上述第2晶体管反向并联地设置于将上述第2节点和上述第3节点相连的第2路径上；以及

驱动电路，其对上述第2晶体管的控制端子输出控制信号，

上述第1晶体管的控制端子直接连接到上述第3节点，或者经由无源元件或电源电路连接到上述第3节点，

上述第1晶体管的耐压电压比上述第2晶体管的耐压电压高，

上述第2二极管的正向电压比上述第1二极管的正向电压低，

上述第2路径的电感成分比上述第1路径的电感成分大。

本发明的第2方面的特征在于，在本发明的第1方面中，

上述第1晶体管是常导通型，

上述第2晶体管是常截止型，

上述第1晶体管的控制端子直接连接到上述第3节点，或者经由上述无源元件连接到上述第3节点。

本发明的第3方面的特征在于，在本发明的第1方面中，

上述第1晶体管和上述第2晶体管是常截止型，

上述第1晶体管的控制端子经由上述电源电路连接到上述第3节点。

本发明的第4方面的特征在于，在本发明的第1方面中，

还具备保护用二极管，上述保护用二极管与上述第2晶体管反向并联地设置于将上述第2节点和上述第3节点相连的第3路径上，

上述保护用二极管的正向电压比上述第2二极管的正向电压高。

本发明的第5方面的特征在于，在本发明的第4方面中，

上述第3路径的电感成分比上述第2路径的电感成分小。

本发明的第6方面的特征在于，在本发明的第1方面中，

上述第1二极管是上述第2晶体管的内置二极管。

本发明的第7方面的特征在于，在本发明的第1方面中，

上述第2路径的配线长度比上述第1路径的配线长度长。

本发明的第8方面的特征在于，在本发明的第1方面中，

还具备与上述第2二极管并联设置的电容器。

本发明的第9方面是电源电路，其特征在于，具备：

上侧开关电路，其设置于上侧臂；

下侧开关电路，其设置于下侧臂；以及

线圈，其一个端子连接到臂连接点，

上述上侧开关电路和上述下侧开关电路中的至少一方是如下开关电路，包括：

第1晶体管，其具有连接到第1节点的第1导通端子和连接到第2节点的第2导通端子；

第2晶体管，其具有连接到上述第2节点的第1导通端子和连接到第3节点的第2导通端子；

第1二极管，其与上述第2晶体管反向并联地设置于将上述第2节点和上述第3节点相连的第1路径上；

第2二极管，其与上述第2晶体管反向并联地设置于将上述第2节点和上述第3节点相连的第2路径上；以及

驱动电路，其对上述第2晶体管的控制端子输出控制信号，

上述第1晶体管的控制端子直接连接到上述第3节点，或者经由无源元件或电源电路连接到上述第3节点，

上述第1晶体管的耐压电压比上述第2晶体管的耐压电压高，

上述第2二极管的正向电压比上述第1二极管的正向电压低，

上述第2路径的电感成分比上述第1路径的电感成分大。

本发明的第10方面的特征在于，在本发明的第9方面中，

上述上侧开关电路是上述开关电路，

上述下侧开关电路包括：第3晶体管；以及第2驱动电路，其对上述第3晶体管的控制端子输出脉冲宽度调制信号。

本发明的第11方面的特征在于，在本发明的第9方面中，

上述下侧开关电路是上述开关电路，

上述上侧开关电路包括：第3晶体管；以及第2驱动电路，其对上述第3晶体管的控制端子输出脉冲宽度调制信号。

本发明的第12方面的特征在于，在本发明的第10或者第11方面中，

上述驱动电路对上述第2晶体管的控制端子输出具有死区时间并且相对于上述脉冲宽度调制信号互补地变化的信号。

本发明的第13方面的特征在于，在本发明的第9方面中，

上述上侧开关电路和上述下侧开关电路是上述开关电路。

本发明的第14方面的特征在于，在本发明的第9方面中，

上述开关电路还包括与上述第2二极管并联设置的电容器。

发明效果

根据本发明的第1方面，在第2晶体管是截止状态的期间电流从第3节点向第1节点流动时，电流在第3节点与第2节点之间主要流过第2路径。因此，当该电流减少时，会由于第2路径的电感成分而产生反电动势，第2节点的电位以第1晶体管接近截止状态的方式变化。因而，在电流停止后，第1晶体管迅速截止。因而，能削减变为截止时的瞬态电流。

根据本发明的第2方面，对于具备串联连接的常导通型晶体管和常截止型晶体管的开关电路，能削减变为截止时的瞬态电流。

根据本发明的第3方面，对于具备串联连接的2个常截止型晶体管的开关电路，能削减变为截止时的瞬态电流。

根据本发明的第4方面，与第2晶体管反向并联地设置保护用二极管，从而能防止施加过量的电压所致的第2晶体管的破坏。

根据本发明的第5方面，能迅速防止在第2晶体管的第1导通端子和第2导通端子间产生的电涌等。

根据本发明的第6方面，能使用第2晶体管所具有的内置二极管构成抑制了在电流从第3节点向第1节点开始流动时发生电涌的开关电路。

根据本发明的第7方面，延长第2路径的配线长度，从而能使第2路径具有在流过第2路径的电流减少时产生反电动势的电感成分。

根据本发明的第8方面，与第2二极管并联地设置电容器，从而能防止在开关时第2二极管的电容成分和第2路径的电感成分所致的高频振荡，使开关电路稳定地工作。

根据本发明的第9方面，能使用削减了变为截止时的瞬态电流的开关电路构成降低了开关损耗的电源电路。

根据本发明的第10方面，在上侧臂设置削减了变为截止时的瞬态电流的开关电路，对设置于下侧臂的第3晶体管进行脉冲宽度调制，从而能构成降低了开关损耗的升压斩波电路。

根据本发明的第11方面，在下侧臂设置削减了变为截止时的瞬态电流的开关电路，并对设置于上侧臂的第3晶体管进行脉冲宽度调制，从而能构成降低了开关损耗的降压斩波电路。

根据本发明的第12方面，在第3晶体管是截止状态的期间使第2晶体管一时导通，从而能使电流流过第2晶体管的沟道，防止电流通过第1二极管和第2二极管时的电压下降，降低导通损耗。

根据本发明的第13方面，将削减了变为截止时的瞬态电流的开关电路设置于上侧臂和下侧臂，从而能构成降低了开关损耗的双向斩波电路或逆变器。

根据本发明的第14方面，与第2二极管并联地设置电容器，从而能防止在开关时第2二极管的电容成分和第2路径的电感成分所致的高频振荡，使电源电路稳定地工作。

附图说明

图1是本发明的第1实施方式的开关电路的电路图。

图2是表示在图1所示的开关电路中电流从节点N1向节点N3流动的情况的图。

图3是表示在图1所示的开关电路中电流从节点N3向节点N1流动的情况的图。

图4是第1比较例的开关电路的电路图。

图5是本发明的第2实施方式的开关电路的电路图。

图6是第2比较例的开关电路的电路图。

图7是本发明的第3实施方式的电源电路的电路图。

图8是本发明的第4实施方式的电源电路的电路图。

图9是本发明的第5实施方式的电源电路的电路图。

图10是本发明的第6实施方式的电源电路的电路图。

具体实施方式

以下，参照附图说明本发明的实施方式的开关电路和电源电路。在以下的说明中，将包括接合二极管中的反向恢复电流在内的、在开关电路截止时在开关电路内的二极管中反向流动的电流称为“变为截止时的瞬态电流”。

(第1实施方式)

图1是本发明的第1实施方式的开关电路的电路图。图1所示的开关电路10具备晶体管T1、T2、二极管D1、D2和栅极驱动电路11。开关电路10具有串联连接的高耐压的常导通型晶体管和低耐压的常截止型晶体管。

在图1中，晶体管T1是N沟道型且高耐压的常导通型晶体管。晶体管T2是N沟道型且低耐压的常截止型晶体管。二极管D1是PN接合型二极管。二极管D1例如使用晶体管T2的内置二极管(也称为寄生二极管)。二极管D2是与二极管D1相比正向电压较低的二极管。二极管D2例如使用肖特基势垒二极管。这样，在开关电路10中，晶体管T1的耐压电压比晶体管T2的耐压电压高，二极管D2的正向电压比二极管D1的正向电压低。

晶体管T1的源极端子连接到晶体管T2的漏极端子。二极管D1、D2与晶体管T2反向并联设置。二极管D1、D2的阴极端子连接到晶体管T1的源极端子和晶体管T2的漏极端子。二极管D1、D2的阳极端子和晶体管T1的栅极端子连接到晶体管T2的源极端子。晶体管T2的栅极端子连接到栅极驱动电路11的输出端子。以下将晶体管T1的漏极端子所连接的节点称为N1，将晶体管T2的漏极端子所连接的节点称为N2，将晶体管T2的源极端子所连接的节点称为N3。另外，将晶体管T1的阈值电压设为(－Vth)，将二极管D2的正向电压设为Vf(其中，Vth＞0、Vf＞0)。

在节点N2与节点N3之间存在3个电流路径，即：经由晶体管T2的沟道的路径、经由二极管D1的路径(以下称为第1路径)以及经由二极管D2的路径(以下称为第2路径)。开关电路10构成为第2路径的电感成分比第1路径的电感成分大。为了表示出该特征，在附图的第2路径记载有电感成分L1。

为了使第2路径的电感成分大于第1路径的电感成分，例如使第2路径的配线长度比第1路径的配线长度长。具体地说，只要决定作为目标的电感成分的范围，并以能得到范围内的电感成分的方式对第2路径的配线进行布局即可。作为目标的电感成分的范围例如被决定为10nH～200nH。由此，既能得到后述的效果(削减变为截止时的瞬态电流)，又能防止电涌所致的元件破坏。

作为使第2路径具有电感成分的方法，除了钻研印刷基板上的配线布局而形成电感成分的方法以外，还有将导线类型的二极管用作二极管D2，将二极管D2的导线用作电感成分的方法。在该情况下，通过改变从基板面到部件的导线的长度，能调整电感成分的大小。根据该方法，能缩小基板面积，将电源电路小型化。另外，存在如下方法：将使铁氧体材料加工为环状而成的铁氧体磁珠插入二极管D2的导线等，而在第2路径设置铁氧体磁珠。根据该方法，即使缩短导线也能得到希望的电感成分，因此能使电源电路进一步小型化。

电感成分L1与二极管D2串联设置于第2路径上。在图1中，电感成分L1设置于二极管D2的阴极端子侧。除此以外，既可以将电感成分L1设置于二极管D2的阳极端子侧，也可以设置于二极管D2的阳极端子侧和阴极端子侧这两侧。另外，可以根据需要分别将栅极电阻设置于晶体管T1、T2的栅极配线。这样，晶体管T1的栅极端子可以经由电阻元件等无源元件连接到节点N3。

参照图2和图3说明开关电路10的动作。首先，说明使电流从节点N1向节点N3流动的情况(参照图2)。在该情况下，栅极驱动电路11输出导通信号(晶体管T2导通的信号)。因此，晶体管T2导通，节点N2的电位与节点N3的电位大致相等，因而晶体管T1的栅极－源极间电压成为大致0V。因而，常导通型的晶体管T1导通，电流从节点N1向节点N3流动。

在将从节点N1向节点N3流动的电流停止时，栅极驱动电路11输出截止信号(晶体管T2截止的信号)。因此，晶体管T2截止。在存在电感性负载的情况下，节点N1的电位相比于节点N3的电位会上升(以下将节点N3的电位设为基准电位)。在晶体管T2截止后的一段时间内，晶体管T1仍保持导通状态，节点N2的电位与节点N1的电位一起上升。在晶体管T1的栅极－源极间电压达到(－Vth)时，晶体管T1截止，从节点N1向节点N3流动的电流停止。由于经由晶体管T2的沟道的路径的电感成分小，因此能进行变为截止时的电涌小的良好的开关。

接着，说明在晶体管T2为截止状态的期间使电流从节点N3向节点N1流动的情况(参照图3)。在晶体管T2为截止状态的期间，几乎没有电流流过晶体管T2的沟道。另一方面，二极管D1、D2能使电流从节点N3向节点N2流动。特别是，在经由二极管D1的第1路径中电感成分小，因此，即使在电流急剧地开始流动的情况下，也能不产生大的电涌地使电流迅速流动。此时，二极管D1的阴极电位比阳极电位低了正向电压的量，因此，晶体管T1的栅极－源极间电压成为若干的正电压，常导通型的晶体管T1导通，电流在节点N2与节点N1之间开始流过晶体管T1的沟道。在此，二极管D2的正向电压比二极管D1的正向电压低，因此与二极管D1相比，在二极管D2中更易于流过稳定的电流。因而，从节点N3向节点N2流动的电流即使是在开始流动时主要流过经由二极管D1的第1路径的情况下，也会向经由与二极管D1相比正向电压较低的二极管D2的第2路径转移，在开始流动后主要流过第2路径(经由二极管D2的路径)。此时，二极管D2的阴极电位也是比阳极电位低了正向电压Vf的量，因此，晶体管T1的栅极－源极间电压成为Vf。该电压为正，因此，常导通型的晶体管T1是导通的，电流在节点N2与节点N1之间流过晶体管T1的沟道(图3)。

接着，考虑在晶体管T2为截止状态的期间，从节点N3向节点N1流动的电流停止，节点N1的电位相比于节点N3的电位而上升的情况。如上所述，电流在节点N3与节点N2之间主要流过第2路径。在该电流减少的过程中，由于电感成分L1而产生反电动势，节点N2的电位比节点N3的电位高。由于晶体管T1的栅极端子连接到节点N3，因此，当节点N2的电位变高时，晶体管T1接近截止状态。

这样，在开关电路10中，晶体管T1不是在从节点N3向节点N1流动的电流完全停止后接近截止状态，而是在该电流减少的过程中接近截止状态。因此，在电流停止后，晶体管T1迅速截止。因而，根据开关电路10，能削减变为截止时的瞬态电流。

以下，与图4所示的开关电路(以下称为比较例的开关电路)进行对比来说明本实施方式的开关电路10的效果。比较例的开关电路与开关电路10相比，不具有与二极管D2、电感成分L1和第2路径对应的构成要素。

考虑在比较例的开关电路中，在晶体管T12为截止状态的期间，从节点N13向节点N11流动的电流停止的情况。在比较例的开关电路中，只要不对二极管D11施加正向偏压，电流就不会从节点N13向节点N11流动。因此，节点N12的电位是在从节点N13向节点N11流动的电流停止后开始上升。因而，晶体管T11晚于开关电路10内的晶体管T1而截止。

在电位差施加到节点N11～N13间时，对晶体管T11、T12的源极－漏极间电容进行充电的电流作为瞬态电流流动。在比较例的开关电路中，在晶体管T11为导通状态的期间，会有对晶体管T12的源极－漏极间电容进行充电的电流(第1因素所致的瞬态电流)流动。之后，节点N12的电位进一步上升，晶体管T11截止。在晶体管T11截止后，会有对晶体管T11的源极－漏极间电容与晶体管T12的源极－漏极间电容的合成电容进行充电的电流(第2因素所致的瞬态电流)流动。在比较例的开关电路中，变为截止时会有第1因素所致的瞬态电流和第2因素所致的瞬态电流流动。

另外，在比较例的开关电路中，由于将晶体管T11的栅极端子与节点N13连接的配线的阻抗，从节点N12的电位上升到晶体管T11截止为止有时会发生延迟。在该延迟大的情况下，有时在晶体管T11截止前，节点N12的电位会过度地上升，而导致晶体管T12被破坏。

而另一方面，在本实施方式的开关电路10中，变为截止时晶体管T1迅速截止。因而，能削减变为截止时的第1因素所致的瞬态电流。另外，能防止在晶体管T1截止前节点N2的电位过度地上升，防止晶体管T2的破坏。

如上所示，本实施方式的开关电路10具备：第1晶体管T1，其具有连接到第1节点N1的第1导通端子(漏极端子)和连接到第2节点N2的第2导通端子(源极端子)；第2晶体管T2，其具有连接到第2节点的第1导通端子和连接到第3节点N3的第2导通端子；第1二极管D1，其与第2晶体管反向并联地设置于将第2节点和第3节点相连的第1路径上；第2二极管D2，其与第2晶体管反向并联地设置于将第2节点和第3节点相连的第2路径上；以及驱动电路(栅极驱动电路11)，其对第2晶体管的控制端子(栅极端子)输出控制信号。第1晶体管的控制端子直接连接到第3节点，第1晶体管的耐压电压比第2晶体管的耐压电压高，第2二极管的正向电压比第1二极管的正向电压低，第2路径的电感成分比第1路径的电感成分大。

因而，在第2晶体管为截止状态的期间电流从第3节点向第1节点流动时，电流在开始流动时流过具有小的电感成分的第1路径，因此，即使在电流急剧增加时也能抑制电涌的发生。另外，在电流开始流动后，电流在第3节点与第2节点之间主要流过第2路径。因此，当该电流减少时，会由于第2路径的电感成分而产生反电动势，第2节点的电位以第1晶体管接近截止状态的方式变化。因而，在电流停止后，第1晶体管迅速截止。因而，对于具备串联连接的常导通型晶体管和常截止型晶体管的开关电路，能削减变为截止时的瞬态电流。

另外，将第2晶体管T2的内置二极管用作第1二极管D1，从而能使用第2晶体管所具有的内置二极管如上所述构成抑制了在电流从第3节点向第1节点开始流动时发生电涌的开关电路。另外，使第2路径(经由二极管D2的路径)的配线长度长于第1路径(经由二极管D1的路径)的配线长度，从而能使第2路径具有在流过第2路径的电流减少时产生反电动势的电感成分L1。

此外，关于本实施方式的开关电路10，能构成以下的变形例。在开关电路10中，为了保护晶体管T2，可以在将节点N2与节点N3相连的第3路径上还具备与晶体管T2反向并联的保护用二极管。保护用二极管例如使用具有比二极管D2高的正向电压的齐纳二极管。齐纳二极管的阳极端子连接到节点N3，齐纳二极管的阴极端子连接到节点N2。由此，能防止施加过量的电压所致的晶体管T2的破坏。另外，在晶体管T2为截止状态的期间，从节点N3向节点N2流动的电流易于在经由正向电压低的二极管D2的第2路径中流动。因而，如上所述，在电流停止时能使晶体管T1迅速截止。

在该情况下，优选第3路径(经由保护用二极管将节点N2与节点N3相连的路径)的电感成分设计成小于第2路径的电感成分。由此，即使在晶体管T2的漏极－源极间发生了电涌等的情况下，也能利用在具有小的电感成分的第3路径上设置的保护用二极管的作用，将电涌等迅速除去。

另外，开关电路10可以还具备与二极管D2并联的电容器。电容器的一个电极连接到二极管D2的阴极端子，电容器的另一个电极连接到二极管D2的阳极端子。通过设置电容器，能防止在开关电路10开关时二极管D2的电容成分和开关电路10内的第2路径的电感成分L1所致的高频振荡，使开关电路10稳定地工作。

(第2实施方式)

图5是本发明的第2实施方式的开关电路的电路图。图5所示的开关电路20具备晶体管T2、T4、二极管D1、D2、D4、D5、栅极驱动电路11和栅极电源电路21。开关电路20具有串联连接的2个常截止型晶体管。在以下的说明中，对于各实施方式的构成要素中的与前面描述的实施方式相同的要素标注同一附图标记而省略说明。

在图5中，晶体管T4是N沟道型且高耐压的常截止型MO SFET。二极管D4是晶体管T4的内置二极管。二极管D5是为了保护晶体管T2而设置的齐纳二极管。二极管D2使用具有比二极管D1、D5低的正向电压的二极管。此外，开关电路20也可以不具备二极管D5。这样，在开关电路20中，晶体管T4的耐压电压比晶体管T2的耐压电压高，二极管D2的正向电压比二极管D1、D5的正向电压低。

在本实施方式中，将晶体管T4的漏极端子所连接的节点称为N1。晶体管T4的源极端子连接到晶体管T2的漏极端子。二极管D1、D2、D5与晶体管T2反向并联设置，二极管D4与晶体管T4反向并联设置。晶体管T4的漏极端子和二极管D4的阴极端子连接到节点N1。晶体管T4的源极端子、晶体管T2的漏极端子、二极管D1、D2、D5的阴极端子以及二极管D4的阳极端子连接到节点N2。晶体管T2的源极端子和二极管D1、D2、D5的阳极端子连接到节点N3。

晶体管T2的栅极端子连接到栅极驱动电路11的输出端子。晶体管T4的栅极端子经由栅极电源电路21连接到节点N3。栅极电源电路21对晶体管T4的栅极端子施加与节点N3的电位相比高了晶体管T4的阈值电压以上的量的电压。因而，在节点N2的电位与节点N3的电位相等时，晶体管T4导通。此外，作为栅极电源电路21，例如能使用电源被并联连接的电容器等。根据这种栅极电源电路21，能用简单的构成对节点N3与晶体管T4的栅极端子之间总是施加规定的电压。此外，也可以根据需要将栅极电阻分别设于晶体管T2、T4的栅极配线。

在节点N2与节点N3之间存在4个电流路径，即：经由晶体管T2的沟道的路径、经由二极管D1的第1路径、经由二极管D2的第2路径以及经由二极管D5的路径(以下称为第3路径)。开关电路20构成为第2路径的电感成分比第1路径的电感成分及第3路径的电感成分大。为了表示出该特征，在附图的第2路径记载有电感成分L1。与第1实施方式同样，作为使第2路径具有电感成分的方法，有钻研印刷基板上的配线布局的方法、使用二极管D2的导线的方法、在第2路径适当设置铁氧体磁珠的方法等。

下面说明开关电路20的动作。首先，说明使电流从节点N1向节点N3流动的情况。在该情况下，栅极驱动电路11输出导通信号。因此，晶体管T2导通，节点N2的电位与节点N3的电位大致相等。利用栅极电源电路21的作用对晶体管T4的栅极－源极间施加阈值电压以上的电压。因而，常截止型的晶体管T4导通，电流从节点N1向节点N3流动。

在将从节点N1向节点N3流动的电流停止时，栅极驱动电路11输出截止信号(晶体管T2截止的信号)。因此，晶体管T2截止。在存在电感性负载的情况下，节点N1的电位相比于节点N3的电位会上升。在晶体管T2截止后的一段时间内，晶体管T4仍保持导通状态，节点N2的电位与节点N1的电位一起上升。在晶体管T4的栅极－源极间电压达到晶体管T4的阈值电压附近时，晶体管T4截止，从节点N1向节点N3流动的电流停止。由于经由晶体管T2的沟道的路径的电感成分小，因此能进行变为截止时的电涌小的良好的开关。

接着，说明在晶体管T2为截止状态的期间使电流从节点N3向节点N1流动的情况。在晶体管T2为截止状态的期间，几乎没有电流流过晶体管T2的沟道。另一方面，二极管D1、D2、D5能使电流从节点N3向节点N2流动。特别是，在经由二极管D1的第1路径中电感成分小，因此，即使在电流急剧地开始流动的情况下，也能不产生大的电涌地使电流迅速流动。此时，由于二极管D1的导通，节点N2的电位与节点N3的电位成为大致相同(严格地说，与节点N3的电位相比低了二极管D1的正向电压的量)，利用栅极电源电路21的作用对晶体管T4的栅极－源极间施加晶体管T4的阈值电压以上的正电压。由此，晶体管T4导通，电流在节点N2与节点N1之间开始流过晶体管T4的沟道。在此，二极管D2的正向电压比二极管D1、D5的正向电压低，因此与二极管D1、D5相比，在二极管D2中更易于流过稳定的电流。因而，从节点N3向节点N2流动的电流即使是在刚开始流动后主要在经由二极管D1的第1路径中流动的情况下，也会向经由与二极管D1、D5相比正向电压较低的二极管D2的第2路径转移，在电流开始流动后主要流过第2路径(经由二极管D2的路径)。此时，二极管D2的阴极电位比阳极电位低了正向电压Vf的量。由于该电压是正的电压，因此，利用栅极电源电路21的作用，对晶体管T4的栅极－源极间施加阈值电压以上的电压。因而，晶体管T4导通，电流从节点N3向节点N1流动。此时，在节点N1与节点N2之间，电流主要流过晶体管T4的沟道。

接着，考虑在晶体管T2为截止状态的期间，从节点N3向节点N1流动的电流停止，节点N1的电位相比于节点N3的电位而上升的情况。在该情况下，节点N2的电位与节点N1的电位一起上升。当节点N2的电压上升时，晶体管T4的栅极－源极间电压降低。当晶体管T4的栅极－源极间电压比阈值电压低时，晶体管T4截止。因而，开关电路20作为在晶体管T2为截止状态的期间使电流从节点N3向节点N1流动且不使电流从节点N1向节点N3流动的高耐压的整流电路发挥功能。

在将超结MOSFET等用作晶体管T4的情况下，内置二极管D4的恢复特性变差。因此，当在整流时使电流流过内置二极管D4时，在整流停止时会有较多的反向恢复电流流动，开关损耗增大，根据情况的不同，有时其它元件会被破坏。在开关电路20中，在使电流从节点N3向节点N1流动时，电流不是流过内置二极管D4，而是流过晶体管T4的沟道。因而，能削减整流停止时的反向恢复电流。

另外，开关电路20在节点N2、N3间具备与晶体管T2反向并联的二极管D2。如上所述，在晶体管T2为截止状态的期间，电流从节点N3向节点N1流动的情况下，电流在节点N3与节点N2之间主要流过第2路径。在该电流减少的过程中，由于电感成分L1而产生反电动势，节点N2的电位比节点N3的电位高。当节点N2的电位变高时，晶体管T4接近截止状态。因此，在电流停止后，晶体管T4迅速截止。因而，根据开关电路20，与第1实施方式的开关电路10同样，能削减变为截止时的瞬态电流。

另外，在开关电路20中，晶体管T4的源极－漏极间电容往往较大。在晶体管T4的源极－漏极间电容大的情况下，在施加了反向偏压时，有时会由于电容耦合而使节点N2的电位超过晶体管T2的耐压电压，导致晶体管T2被破坏。因此，开关电路20具备与晶体管T2反向并联的二极管D5。当晶体管T2的漏极－源极间电压超过二极管D5的齐纳电压时，电流会流过二极管D5。由此，能防止施加过量的电压所致的晶体管T2的破坏。

以下，与图6所示的开关电路(以下称为比较例的开关电路)进行对比来说明本实施方式的开关电路20的效果。比较例的开关电路与开关电路20相比，不具有与二极管D2、电感成分L1和第2路径对应的构成要素。

在比较例的开关电路中，考虑在晶体管T12为截止状态的期间，从节点N13向节点N11流动的电流停止的情况。在该情况下，在该电流停止后，节点N11的电位上升。但是，此时晶体管T14为导通状态，因此，节点N12的电位与节点N11的电位一起上升。当节点N12的电位上升时，晶体管T14的栅极－源极间电压降低。当晶体管T14的栅极－源极间电压低于阈值电压时，晶体管T14截止。之后，当节点N11的电位进一步上升时，节点N12的电位由于晶体管T14的源极－漏极间电容耦合而被提升，晶体管T12的源极－漏极间的电压继续上升，在达到齐纳二极管D15的击穿电压时，节点N12的电位被齐纳二极管D15钳位。之后，与节点N11的电位上升相伴的晶体管T14的源极－漏极间电容充电电流会经由齐纳二极管D15向节点N13流动。在此，特别是在将低电阻的超结MOSFET用作晶体管T14的情况下，在源极－漏极间电压小时，源极－漏极间电容会特别大，因此，与节点N11的电位上升相伴的晶体管T14的源极－漏极间电容充电电流也变大。

在比较例的开关电路中，在节点N11的电位上升后的一段时间内，晶体管T14仍为导通状态。晶体管T14为导通状态的期间越长，开关时的瞬态电流越多。另外，由于将晶体管T14的栅极端子与节点N13连接的配线的阻抗，从节点N12的电位上升直至晶体管T14截止为止有时会发生延迟。在该延迟大的情况下，有时会在晶体管T14截止前，晶体管T12的漏极－源极间电压就达到二极管D15的齐纳电压。在该情况下，电流从节点N11经由晶体管T14的沟道流到二极管D15。因此，二极管D15的发热量增大，开关损耗增大。

而另一方面，在本实施方式的开关电路20中，在变为截止时晶体管T4迅速截止。因而，能削减变为截止时的瞬态电流。另外，能削减二极管D5的发热量，抑制开关损耗。

如上所示，在本实施方式的开关电路20中，第1晶体管T4和第2晶体管T2是常截止型，第1晶体管的控制端子(栅极端子)经由电源电路(栅极电源电路21)连接到第3节点N3。因而，对于具备串联连接的2个常截止型晶体管的开关电路，能削减变为截止时的瞬态电流。

另外，开关电路20具备保护用二极管D5，保护用二极管D5与第2晶体管反向并联地设置于将第2节点N2与第3节点相连的第3路径上。由此，能防止施加过量的电压所致的第2晶体管的破坏。

此外，开关电路20可以还具备与二极管D2并联的电容器。电容器的一个电极连接到二极管D2的阴极端子，电容器的另一个电极连接到二极管D2的阳极端子。通过设置电容器，能在开关电路20开关时防止二极管D2的电容成分和开关电路20内的第2路径的电感成分L1所致的高频振荡，使开关电路20稳定地工作。

(第3实施方式)

图7是本发明的第3实施方式的电源电路的电路图。图7所示的电源电路30是具备开关电路10、晶体管T3、二极管D3、栅极驱动电路31、线圈L0和电容器C1、C2的升压斩波电路。在图7中，电源电路30连接到电源1和负载R1。电容器C1与电源1并联设置，电容器C2与电阻R1并联设置。此外，电源电路30也可以不具备电容器C1、C2。

开关电路10是在第1实施方式中说明的电路。晶体管T3是N沟道型且常截止型的晶体管。二极管D3与晶体管T3反向并联设置。二极管D3的阴极端子连接到晶体管T3的漏极端子，二极管D3的阳极端子连接到晶体管T3的源极端子。二极管D3例如使用晶体管T3的内置二极管。晶体管T3的栅极端子连接到栅极驱动电路31的输出端子。此外，电源电路30也可以不具备二极管D3。

线圈L0的一个端子(图7中为右侧的端子)连接到晶体管T2的源极端子和晶体管T3的漏极端子。线圈L0的另一个端子连接到电源1的正极。晶体管T1的漏极端子连接到负载R1的高侧端子。晶体管T3的源极端子连接到电源1的负极和负载R1的低侧端子。开关电路10作为设置于上侧臂(arm)的上侧开关电路发挥功能。晶体管T3、二极管D3和栅极驱动电路31作为设置于下侧臂的下侧开关电路发挥功能。线圈L0的一个端子连接到臂连接点。

栅极驱动电路31对晶体管T3的栅极端子输出具有规定的占空比的PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)信号。栅极驱动电路11对晶体管T2的栅极端子输出具有死区时间(dead time)并且相对于上述PWM信号互补地变化的信号。此外，所谓死区时间是指晶体管T2、T3均截止的期间、即栅极驱动电路11、31均输出截止信号的期间。栅极驱动电路11在栅极驱动电路31正在输出截止信号的期间中的部分期间输出导通信号。栅极驱动电路31在栅极驱动电路11正在输出截止信号的期间中的部分期间输出导通信号。

设置于上侧臂的开关电路10作为使电流从臂连接点沿朝向负载R1的高侧端子的方向(图7中为向上)流动的整流电路发挥功能。因此，通过对设置于下侧臂的晶体管T3的栅极端子提供PWM信号，能使从电源1供应的电源电压升压，而将比电源电压高的电压施加到负载R1。另外，通过在上侧臂设置开关电路10，能在整流停止时使晶体管T1迅速截止，削减变为截止时的瞬态电流。

另外，对晶体管T2的栅极端子施加相对于施加到晶体管T3的栅极端子的PWM信号具有死区时间并且互补地变化的信号。这样，在晶体管T3为截止状态的期间使晶体管T2一时导通，从而能使电流流过晶体管T2的低电阻的沟道，能防止电流通过二极管D1、D2时的电压下降，降低导通损耗。

另外，在晶体管T3导通前的合适的定时使晶体管T2截止，由此，流过晶体管T2的沟道的电流会经由具有低的正向电压的二极管D2流动。另外，在晶体管T3导通时，晶体管T1迅速截止。因而，能降低晶体管T3导通而开关电路10截止时的开关损耗。

更详细地说，在晶体管T2截止后，直至晶体管T3导通为止的死区时间期间，电流首先流过经由电感成分小的二极管D1的路径，之后，转移到经由具有低的正向电压的二极管D2的第2路径。因此，优选设置死区时间，使得电流中的至少一部分在转移到经由二极管D2的路径后晶体管T3导通。另一方面，若使死区时间过长，则电流在晶体管T2的低电阻的沟道中流动的期间变短，电流在二极管D1、D2中流动的期间变长，因此通过二极管的损耗变大。因而，优选死区时间设定在200n秒～5μ秒的范围内。

如上所示，本实施方式的电源电路30具备作为上侧开关电路的开关电路10，具备作为下侧开关电路的第3晶体管T3和对第3晶体管的控制端子(栅极端子)输出脉冲宽度调制信号的第2驱动电路(栅极驱动电路31)，具备一个端子连接到臂连接点的线圈L0。这样，在上侧臂设置削減了变为截止时的瞬态电流的开关电路10，并对设置于下侧臂的第3晶体管T3进行脉冲宽度调制，从而能构成降低了开关损耗的升压斩波电路。

另外，开关电路10所包含的驱动电路(栅极驱动电路11)对第2晶体管T2的控制端子输出相对于脉冲宽度调制信号设置死区时间而互补地变化的信号。因而，如上所述，能防止二极管D1、D2所致的电压下降，降低导电损耗。

(第4实施方式)

图8是本发明的第4实施方式的电源电路的电路图。图8所示的电源电路40是具备开关电路10、晶体管T3、二极管D3、栅极驱动电路31、线圈L0和电容器C1、C2的降压斩波电路。在图8中，电源电路40连接到电源1和负载R1。电容器C1、C2的连接方式与第3实施方式相同。

开关电路10是在第1实施方式中说明的电路。晶体管T3、二极管D3和栅极驱动电路31的连接方式与第3实施方式相同。线圈L0的一个端子(图8中为左侧的端子)连接到晶体管T3的源极端子和晶体管T1的漏极端子。线圈L0的另一个端子连接到负载R1的高侧端子。晶体管T3的漏极端子连接到电源1的正极。晶体管T2的源极端子连接到电源1的负极和负载R1的低侧端子。开关电路10作为设置于下侧臂的下侧开关电路发挥功能。晶体管T3、二极管D3和栅极驱动电路31作为设置于上侧臂的上侧开关电路发挥功能。线圈L0的一个端子连接到臂连接点。

栅极驱动电路31对晶体管T3的栅极端子输出具有规定的占空比的PWM信号。栅极驱动电路11对晶体管T2的栅极端子输出具有死区时间并且相对于上述PWM信号互补地变化的信号。

设置于下侧臂的开关电路10作为使电流从电源1的负极沿朝向臂连接点的方向(图8中为向上)流动的整流电路发挥功能。因此，通过对设置于上侧臂的晶体管T3的栅极端子提供PWM信号，能对从电源1供应的电源电压进行降压，而将比电源电压低的电压施加到电阻R1。另外，通过在下侧臂使用开关电路10，能在整流停止时使晶体管T1迅速截止，削减变为截止时的瞬态电流。

另外，对晶体管T2的栅极端子施加相对于施加到晶体管T3的栅极端子的PWM信号具有死区时间并且互补地变化的信号。这样，在晶体管T3是截止状态的期间使晶体管T2一时导通，从而能使电流流过晶体管T2的低电阻的沟道，防止二极管D1、D2所致的电压下降，降低通电损耗。

另外，在晶体管T3导通前的合适的定时使晶体管T2截止，由此，流过晶体管T2的沟道的电流会经由具有低的正向电压的二极管D2流动。另外，在晶体管T3导通时，晶体管T1迅速截止。因而，能降低开关电路10截止时的开关损耗。

如上所示，本实施方式的电源电路40具备作为下侧开关电路的开关电路10，具备作为上侧开关电路的第3晶体管T3和对第3晶体管的控制端子(栅极端子)输出脉冲宽度调制信号的第2驱动电路(栅极驱动电路31)，具备一个端子连接到臂连接点的线圈L0。这样，在下侧臂设置削减了变为截止时的瞬态电流的开关电路10，并对设置于上侧臂的第3晶体管T3进行脉冲宽度调制，从而能构成降低了开关损耗的降压斩波电路。

另外，开关电路10所包含的驱动电路(栅极驱动电路11)对第2晶体管T2的控制端子输出相对于脉冲宽度调制信号设置死区时间而互补地变化的信号。因而，如上所述，能防止由二极管D1、D2所致的电压下降，降低导通损耗。

(第5实施方式)

图9是本发明的第5实施方式的电源电路的电路图。图9所示的电源电路50具备开关电路10a、10b、线圈L0和电容器C1、C2。电源电路50作为双向斩波电路或者逆变器发挥功能。在图9中，电源电路50连接到电源1、2。以下，从电源1供应的电源电压比设为从电源2供应的电源电压低。电容器C1与电源1并联设置，电容器C2与电源2并联设置。

开关电路10a、10b是在第1实施方式中说明的电路。开关电路10a包括晶体管T1a、T2a、二极管D 1a、D2a和栅极驱动电路11a。开关电路10b包括晶体管T1b、T2b、二极管D1b、D2b和栅极驱动电路11b。此外，为了表示出第2路径的电感成分比第1路径的电感成分大，在附图中的开关电路10a、10b内的第2路径分别记载有电感成分L1a、L1b。

线圈L0的一个端子(图9中为右侧的端子)连接到晶体管T2a的源极端子和晶体管T1b的漏极端子。线圈L0的另一个端子连接到电源1的正极。晶体管T1a的漏极端子连接到电源2的正极。晶体管T2b的源极端子连接到电源1、2的负极。开关电路10a作为设置于上侧臂的上侧开关电路发挥功能。开关电路10b作为设置于下侧臂的下侧开关电路发挥功能。线圈L0的一个端子连接到臂连接点。

以下，说明将电源电路50用作双向斩波电路的情况。在从低电压侧的电源1向高电压侧的电源2传送电力的情况下，栅极驱动电路11a对晶体管T2a的栅极端子输出截止信号。由此，开关电路10a作为使电流从臂连接点沿朝向电源2的正极的方向(图9中为向上)经由二极管D2a和晶体管T1a流动的整流电路发挥功能。栅极驱动电路11b对晶体管T2b的栅极端子输出PWM信号。这样，使设置于上侧臂的开关电路10a作为整流电路动作，并对设置于下侧臂的晶体管T2b进行脉冲宽度调制，从而能使电源电路50作为从低电压侧的电源1向高电压侧的电源2传送电力的升压斩波电路动作。

此外，栅极驱动电路11a也可以与第3实施方式同样，对晶体管T2a的栅极端子输出相对于从栅极驱动电路11b输出的PWM信号具有死区时间并且互补地变化的信号。这样，在上侧臂的通电期间中使晶体管T2a一时导通，从而能使电流流过晶体管T2a的低电阻的沟道，抑制由通过二极管D2a时的电压下降所致的损耗。

在从高电压侧的电源2向低电压侧的电源1传送电力的情况下，栅极驱动电路11b对晶体管T2b的栅极端子输出截止信号。由此，开关电路10b作为使电流从电源2的负极沿朝向臂连接点的方向(图9中为向上)经由二极管D2b和晶体管T1b流动的整流电路发挥功能。栅极驱动电路11a对晶体管T2a的栅极端子输出PWM信号。这样，使设置于下侧臂的开关电路10b作为整流电路动作，并对设置于上侧臂的晶体管T2a进行脉冲宽度调制，从而能使电源电路50作为从高电压侧的电源2向低电压侧的电源1传送电力的降压斩波电路动作。

此外，栅极驱动电路11b也可以与第4实施方式同样，对晶体管T2b的栅极端子输出相对于从栅极驱动电路11a输出的PWM信号具有死区时间并且互补地变化的信号。这样，在下侧臂的通电期间中使晶体管T2b一时导通，从而能使电流流过晶体管T2b的低电阻的沟道，抑制通过二极管D2b时的电压下降所致的损耗。

电源电路50在上侧臂具备开关电路10a，在下侧臂具备开关电路10b。在开关电路10a、10b中，在整流停止时高耐压的晶体管T1a、T1b迅速截止，从而能削减变为截止时的瞬态电流。因此，在进行升压动作时，在整流停止时晶体管T1a迅速截止，削减此时的瞬态电流，从而能降低开关损耗。在进行降压动作时，在整流停止时晶体管T1b迅速截止，削减此时的瞬态电流，从而能降低开关损耗。另外，在开关侧臂，电流几乎不流过具有电感成分的路径，而是流过电感成分小的路径，因此能防止电涌的发生。

如上所示，根据本实施方式的电源电路50，将削减了变为截止时的瞬态电流的开关电路设置于上侧臂和下侧臂，从而能构成降低了开关损耗的双向斩波电路或逆变器。

(第6实施方式)

图10是本发明的第6实施方式的电源电路的电路图。图10所示的电源电路60将第5实施方式的电源电路50中的开关电路10a、10b分别置换为开关电路61a、61b。开关电路61a对在第5实施方式中说明的开关电路10a追加了电容器C3a。电容器C3a与二极管D2a并联设置。电容器C3a的一个电极(图10中为上侧的电极)连接到二极管D2a的阴极端子，电容器C3a的另一个电极连接到二极管D2a的阳极端子。开关电路61b对在第5实施方式中说明的开关电路10b用同样的方法追加了电容器C3b。电容器C3a、C3b例如使用具有10pF～1nF程度的电容的电容器。

通过设置电容器C3a，能防止在开关电路10a开关时由二极管D2a的电容成分和开关电路10a内的第2路径的电感成分L1a所致的高频振荡。另外，通过设置电容器C3b，能防止在开关电路10b开关时二极管D2b的电容成分和开关电路10b内的第2路径的电感成分L1b所致的高频振荡。

此外，二极管之中，存在具有10pF～1nF程度的寄生电容作为部件的二极管。通过将具有所需要的量的寄生电容的二极管用作二极管D2a、D2b，能得到与将电容器C3a、C3b作为部件进行追加的情况相同的效果。根据该方法，无需将电容器C3a、C3b作为部件进行追加。

另外，铁氧体磁珠之中，存在具有电感成分与电阻成分的混合率根据频带而不同的性质的铁氧体磁珠。因此，在将铁氧体磁珠用作第2路径的电感成分L1a、L1b的一部分的情况下，有如下方法：使用在某频带以下(例如1MHz以下)主要作为电感发挥功能而在该频带以上(例如1MHz以上)主要作为电阻发挥功能的磁珠部件。该磁珠部件对于频率低的整流电流主要作为电感发挥功能，对于由开关噪声导致的高频振荡成分主要作为电阻发挥功能。根据该方法，能削减与二极管D2a、D2b并联连接的电容器C3a、C3b的电容。

如上所示，在本实施方式的电源电路60中，开关电路61a、61b分别包括与第2二极管D2a、D2b并联设置的电容器C3a、C3b。因而，能防止在开关时由二极管D2a、D2b的电容成分和第2路径的电感成分L1a、L1b所致的高频振荡，使电源电路60稳定地工作。

此外，关于以上所示的各实施方式，能构成各种变形例。例如在第3～第6实施方式的电源电路30、40、50、60中，可以取代第1实施方式的开关电路10而具备第2实施方式的开关电路20。在该情况下，开关电路20也可以不包括二极管D5。另外，与第3实施方式的电源电路30同样，第4～第6实施方式的电源电路40、50、60也可以不具备电容器C1、C2。另外，与第6实施方式的电源电路60所包含的开关电路61a、61b同样，第3实施方式和第4实施方式的电源电路30、40所包含的开关电路10也可以包括与第2二极管D2并联的电容器。另外，能将以上所示的各实施方式的特征在不违背其性质的情况下任意地组合，而构成兼具多个实施方式的特征的开关电路和电源电路。

工业上的可利用性

本发明的开关电路具有变为截止时的瞬态电流少的特征，因此能用于各种电气设备或电子设备的开关电路等。本发明的电源电路具有开关损耗小的特征，因此能用于各种电气设备或电子设备的电源电路等。

附图标记说明

10、20、61：开关电路

11、31：栅极驱动电路

21：栅极电源电路

30、40、50、60：电源电路

T1～T4：晶体管

D1～D5：二极管

C1～C3：电容器

L0：线圈

L1：电感成分

N1～N3：节点。