谐振器电路的制作方法

本发明涉及射频(radio frequency，RF)谐振器电路的领域。

背景技术：

还表示为槽电路的谐振器电路广泛用作多种射频组件中的频率选择性元件，例如滤波器、放大器以及振荡器。通常，谐振器电路包括电感器和电容器，其中所述电感器和电容器连接以在特定谐振频率下谐振。谐振器电路的质量由此表征为质量因数。谐振器电路的特性在射频振荡器的设计中受到主要关注，尤其是在所述射频振荡器实施为半导体衬底上的射频集成电路(radio frequency integrated circuit，RFIC)时。具体来说，谐振器电路关于泄漏电流或在谐波频率下的电流的响应可对射频振荡器的频率稳定性和相位噪声性能具有主要影响。

普通谐振器电路在谐振频率下受激励时呈现电阻特性，而在高于谐振频率的频率下受激励时呈现电容特性。因此，高阶电流分量结合Groszkowski效应可导致射频振荡器的频率稳定性降低和闪烁噪声上变频增加，即减少的近载波相位噪声性能。

为了改进射频振荡器的相位噪声性能，应用噪声滤波技术。这些技术依赖于在例如核心晶体管等的晶体管的共同源极中插入具有处于2ω₀的谐振频率的另一谐振器电路。然而，这些技术会使用额外可调电感器并增加半导体衬底上的裸片面积。

为了减少高阶漏极电流谐波的量，添加与晶体管的源极串联的电阻器以用于线性化晶体管的操作。然而，通常会减少射频振荡器启动改正力。

通过添加与晶体管的漏极串联的电阻器，电阻结合寄生漏极电容可在环路增益中引入延迟，延迟用于使射频振荡器的脉冲敏感函数(impulse sensitivity function，ISF)和电流波形两者偏移。通过具体地定制分量值来减少闪烁噪声上变频。然而，20dB/decade区域中的相位噪声性能尤其在低电源电压和高电流消耗下降级。

在J.格罗斯科夫斯基(J.Groszkowski)的“频率变化和谐波含量的互相依赖性，以及恒定频率振荡器的问题(The interdependence of frequency variation and harmonic content,and the problem of constant-frequency oscillators)”(无线电工程师协会会刊(Proc.IRE)，第21卷第7期第958至981页，1934年7月)中研究了Groszkowski效应。

在M.巴比(M.Babaie)和R.B.史塔兹丝克(R.B.Staszewski)的“F类CMOS振荡器(A class-F CMOS oscillator)”(电子和电子工程师协会固态电路期刊(IEEE JSSC)，第48卷第12期第3120至3133页，2013年12月)中描述了谐振器电路和射频振荡器。

技术实现要素：

本发明的目标是提供一种高效谐振器电路。

此目标通过独立权利要求的特征实现。另外的实施形式根据从属权利要求、说明书以及图式是显而易见的。

本发明基于以下发现：可使用当在差模和共模中受激励时呈现不同特性的基于变压器的谐振器电路。具体来说，变压器的电感耦合因数在差模和共模激励中可为不同的，其中差模谐振频率可不同于共模谐振频率。具体来说，共模谐振频率可被设计为差模谐振频率的两倍。

谐振器电路实现射频振荡器的高效操作。具体来说，第二谐波可暴露于谐振器电路所提供的电阻路径。因此，可缓解Groszkowski效应并且可改进射频振荡器的频率稳定性和相位噪声性能。

谐振器电路和射频振荡器适于实施为半导体衬底上的射频集成电路(radio frequency integrated circuit，RFIC)。

根据第一方面，本发明涉及一种谐振器电路，所述谐振器电路包括变压器，所述变压器包括初级绕组和次级绕组，其中所述初级绕组以电感方式与所述次级绕组耦合，初级电容器连接到所述初级绕组，所述初级电容器和所述初级绕组形成初级电路，且次级电容器连接到所述次级绕组，所述次级电容器和所述次级绕组形成次级电路，其中所述谐振器电路具有在所述初级电路在共模中受激励时的共模谐振频率，其中所述谐振器电路具有在所述初级电路在差模中受激励时的差模谐振频率，且其中所述共模谐振频率不同于所述差模谐振频率。因此，提供一种高效谐振器电路。

所述谐振器电路可为槽电路。所述谐振器电路可用作射频振荡器内的频率选择性元件。当在差模和共模中受激励时所述谐振器电路可为谐振的。

所述初级绕组和所述次级绕组可被布置成当初级电路在差模中受激励时提供强电感耦合且当初级电路在共模中受激励时提供弱电感耦合。

所述初级电容器可包括一对单端电容器，所述单端电容器串联连接以形成所述初级电容器。所述初级电容器可被看作初级电容结构。所述次级电容器可包括一对差分电容器，所述差分电容器串联连接以形成所述次级电容器。所述次级电容器可被看作次级电容结构。

差模中的谐振频率，即差模谐振频率，可取决于所述初级绕组的电感、所述初级电容器的电容、所述次级绕组的电感，以及所述次级电容器的电容。共模中的谐振频率，即共模谐振频率，可取决于所述初级绕组的电感以及所述初级电容器的电容。共模中的谐振频率，即共模谐振频率，可独立于所述次级绕组的电感，以及所述次级电容器的电容。注入到谐振器电路中的电流的奇次谐波分量可为差模信号，且偶次谐波分量可为共模信号。

在根据第一方面本身的谐振器电路的第一实施形式中，所述共模谐振频率是所述差模谐振频率的两倍。因此，实现在所述初级电路在所述共模中受激励时的第二谐波的电阻路径。

在根据第一方面本身或第一方面的任一前述实施形式的谐振器电路的第二实施形式中，所述谐振器电路具有在所述初级电路在所述差模中受激励时的另一差模谐振频率，其中所述另一差模谐振频率不同于所述差模谐振频率和所述共模谐振频率。因此，实现所述另一差模谐振频率下的另一差模谐振。

在根据第一方面的第二实施形式的谐振器电路的第三实施形式中，所述另一差模谐振频率是所述差模谐振频率的三倍。因此，实现在所述初级电路在所述差模中受激励时的第三谐波的电阻路径。所述另一差模谐振频率可具体地被设计为所述差模谐振频率的三倍。

在根据第一方面本身或第一方面的任一前述实施形式的谐振器电路的第四实施形式中，所述变压器的所述初级绕组包括一个匝，且所述变压器的所述次级绕组包括两个匝。因此，高效地实施所述谐振器电路。

所述次级绕组的匝数可为所述初级绕组的匝数的两倍。借此，可实现初级绕组与次级绕组1:2的匝比。

在根据第一方面本身或第一方面的任一前述实施形式的谐振器电路的第五实施形式中，所述变压器的所述初级绕组和/或所述变压器的所述次级绕组是平面的。因此，高效地实施所述谐振器电路。

在根据第一方面本身或第一方面的任一前述实施形式的谐振器电路的第六实施形式中，所述变压器的所述初级绕组和所述变压器的所述次级绕组布置在同一平面上。因此，高效地实施所述谐振器电路。

所述变压器的所述初级绕组和/或所述变压器的所述次级绕组可包括布置在不同平面的桥接部分。

在根据第一方面本身或第一方面的任一前述实施形式的谐振器电路的第七实施形式中，所述变压器的所述初级绕组和/或所述变压器的所述次级绕组连接到恒定电压源或地电位。因此，实现初级绕组和/或次级绕组的分接。初级绕组和次级绕组两者可分别连接到恒定电压源，以便实现谐振器电路的高效启动。

初级绕组和/或次级绕组的分接可为初级绕组和/或次级绕组的对称中心分接。

在根据第一方面本身或第一方面的任一前述实施形式的谐振器电路的第八实施形式中，所述初级电路的所述初级电容器包括一对单端电容器。因此，实现对所述初级电路的地电位的参考。所述对单端电容器可与所述初级电容器具有相同的电容。单端电容器可实现为多个开关电容器，其中所述多个开关电容器可并联布置。所述开关电容器的电容可为不同的。

在根据第一方面本身或第一方面的任一前述实施形式的谐振器电路的第九实施形式中，所述次级电路的所述次级电容器包括一对差分电容器。因此，避免对所述次级电路的地电位的参考。差分电容器可实现为多个开关电容器，其中所述多个开关电容器可并联布置。所述对差分电容器可为一对平衡电容器。

在根据第一方面本身或第一方面的任一前述实施形式的谐振器电路的第十实施形式中，所述初级电容器和/或所述次级电容器包括可变电容器，具体来说是，数字可调电容器。因此，可高效地实现差模谐振频率和/或共模谐振频率的变化。

在根据第一方面本身或第一方面的任一前述实施形式的谐振器电路的第十一实施形式中，所述初级电容器并联连接到所述初级绕组，且/或所述次级电容器并联连接到所述次级绕组。因此，高效地实施所述谐振器电路。

根据第二方面，本发明涉及一种射频振荡器，所述射频振荡器包括：根据第一方面本身或第一方面的任何实施形式的谐振器电路，以及激励电路，用于在差模中激励所述谐振器电路的初级电路。因此，提供一种高效射频振荡器。

所述射频振荡器可展现改进的频率稳定性和相位噪声性能，例如近载波相位噪声性能。具体来说，可有效地缓解由于Groszkowski效应而产生的闪烁噪声上变频。所述方法可有效地减少1/f相位噪声上变频且因而可改进1/f³相位噪声特性。可不改变1/f²相位噪声特性。

射频振荡器的另外特征可以直接由根据第一方面本身或第一方面的任何实施形式的谐振器电路的功能性产生。

在根据第二方面本身的射频振荡器的第一实施形式中，所述激励电路包括至少一个晶体管，具体来说是，至少一个场效应晶体管，以用于激励所述谐振器电路的所述初级电路。因此，使用有源设备来激励所述谐振器电路的初级电路。为实现交叉耦合的振荡器结构，可使用至少两个晶体管。所述晶体管可为金属氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)。

在根据第二方面本身或第二方面的任一前述实施形式的射频振荡器的第二实施形式中，所述射频振荡器是F类振荡器。因此，应用高效振荡器结构。

在F类振荡器内，可激励第一谐波和第三谐波以便获得伪方波振荡波形。在F类振荡器内，可归因于另一差模谐振频率而不对第三谐波进行滤波。振荡信号可具有伪方波振荡波形。

根据第三方面，本发明涉及一种用于激励谐振器电路的方法，所述谐振器电路包括变压器，所述变压器包括初级绕组和次级绕组，其中所述初级绕组以电感方式与所述次级绕组耦合，初级电容器连接到所述初级绕组，所述初级电容器和所述初级绕组形成初级电路，且次级电容器连接到所述次级绕组，所述次级电容器和所述次级绕组形成次级电路，其中所述谐振器电路具有在所述初级电路在共模中受激励时的共模谐振频率，其中所述谐振器电路具有在所述初级电路在差模中受激励时的差模谐振频率，且其中所述共模谐振频率不同于所述差模谐振频率，所述方法包括在所述差模中激励所述谐振器电路的所述初级电路。因此，实现谐振器电路的高效激励。

所述方法可由谐振器电路和/或射频振荡器执行。所述方法的另外特征直接由谐振器电路和/或射频振荡器的功能性产生。

本发明可以使用硬件和/或软件实施。

附图说明

将关于以下附图来描述本发明的实施例，在附图中：

图1示出根据实施例的谐振器电路的图；

图2示出根据实施例的射频振荡器的图；

图3示出谐振器电路的输入阻抗响应和等效电路；

图4示出根据实施例的谐振器电路的输入阻抗响应和等效电路；

图5示出根据实施例的包括初级绕组和次级绕组的变压器；

图6示出根据实施例的谐振器电路和输入阻抗响应；

图7示出根据实施例的射频振荡器的图；

图8示出根据实施例的单端电容器的图；

图9示出根据实施例的差分电容器的图；

图10示出根据实施例的射频振荡器的尾电阻器的图；以及

图11示出根据实施例的射频振荡器的相位噪声功率谱密度。

具体实施方式

图1示出根据实施例的谐振器电路100的图。谐振器电路100包括变压器101，所述变压器包括初级绕组103和次级绕组105，其中初级绕组103以电感方式与次级绕组105耦合，初级电容器107连接到初级绕组103，初级电容器107和初级绕组103形成初级电路，且次级电容器109连接到次级绕组105，次级电容器109和次级绕组105形成次级电路，其中谐振器电路100具有在初级电路在共模中受激励时的共模谐振频率，其中谐振器电路100具有在初级电路在差模中受激励时的差模谐振频率，且其中所述共模谐振频率不同于所述差模谐振频率。在实施例中，共模谐振频率是差模谐振频率的两倍。

谐振器电路100可为槽电路。谐振器电路100可用作射频振荡器内的频率选择性元件。当在差模中和在共模中受激励时谐振器电路100可为谐振的。

初级绕组103和次级绕组105可被布置成当初级电路在差模中受激励时提供强电感耦合且当初级电路在共模中受激励时提供弱电感耦合。

差模中的谐振频率，即差模谐振频率，可取决于初级绕组103的电感、初级电容器107的电容、次级绕组105的电感，以及次级电容器109的电容。共模中的谐振频率，即共模谐振频率，可取决于初级绕组103的电感以及初级电容器107的电容。共模中的谐振频率，即共模谐振频率，可与次级绕组105的电感以及次级电容器109的电容无关。

所述图说明谐振器电路100的总体结构，其中初级电容器107可包括一对单端电容器，且其中次级电容器109可包括一对差分电容器。

图2示出根据实施例的射频振荡器200的图。射频振荡器200包括谐振器电路100，以及激励电路201。谐振器电路100包括变压器101，所述变压器包括初级绕组103和次级绕组105，其中初级绕组103以电感方式与次级绕组105耦合，初级电容器107连接到初级绕组103，初级电容器107和初级绕组103形成初级电路，且次级电容器109连接到次级绕组105，次级电容器109和次级绕组105形成次级电路，其中谐振器电路100具有在初级电路在共模中受激励时的共模谐振频率，其中谐振器电路100具有在初级电路在差模中受激励时的差模谐振频率，且其中所述共模谐振频率不同于所述差模谐振频率。激励电路201用于在差模中激励谐振器电路100的初级电路。激励电路201可示范性地包括激励元件，例如反馈放大器，以提供跨导Gm。

在实施例中，激励电路201包括至少一个晶体管，具体来说是，至少一个场效应晶体管，以用于激励谐振器电路100的初级电路。为实现交叉耦合的振荡器结构，可使用至少两个晶体管。

在下文中，描述谐振器电路100和射频振荡器200的另外实施形式和实施例。

例如1/f噪声的闪烁噪声的上变频可使例如互补金属-氧化物半导体(complementary metal-oxide semiconductor，CMOS)射频(radio frequency，RF)振荡器的射频振荡器的近载波频谱降级。所得的1/f³相位噪声(PN)可另外为具有例如小于1MHz的环路带宽的锁相环(PLL)内的问题，所述问题实际上涉及大部分蜂窝电话。纳米级CMOS中的主要闪烁噪声上变频机制是Groszkowski效应。

在例如激励电路的晶体管等的有源设备的电流中存在谐波可由于扰动谐振器电路中的无功电能而引起谐振器电路的谐振频率的频移。例如由于闪烁噪声而引起的较高电流谐波与基波电流谐波的比率的任何变化可调制频移并且可本身展示为1/f³相位噪声。本发明的实施例显著地减少射频振荡器中由于Groszkowski效应而引起的闪烁噪声上变频。谐振器电路100可应用于射频振荡器200内的闪烁噪声上变频降低，其中射频振荡器200可为F类振荡器。

图3示出谐振器电路的输入阻抗响应301和等效电路303。所述图说明在较高谐波下无电阻陷获的谐振器电路的电流谐波路径和频移。

例如激励电路的晶体管等的有源设备的电流谐波的存在可引起如图3中所描绘的谐振器电路的谐振频率ω₀的频移。基本漏极电流I_H1可流入到具有电阻R_p的电阻器中，所述电阻可为谐振器电路的等效并联电阻，而电阻器的第二谐波I_H2和第三谐波I_H3可归因于所述电阻器的较低阻抗而主要采用电容路径。因此，可扰动存储于例如具有电感L_p以及电容C_c和C_d的电感器和电容器中的无功电能，从而使谐振频率ω₀和/或振荡频率向下偏移Δω以便符合谐振条件。此偏移可为静态的，但例如由于闪烁噪声引起的电流I_H2(或I_H3)与I_H1的比率的任何变化可调制Δω且可本身展示为1/f³相位噪声。

图4示出根据实施例的谐振器电路100的输入阻抗响应401和等效电路403。所述图说明在较高谐波下具有电阻陷获的谐振器电路100的电流谐波路径和频移。

假设谐振器电路100的输入阻抗Z_in具有在基本谐振频率ω₀的强谐波下的另外峰值。如图4中所描绘，这些谐波接着将主要流入到相对等效的电阻Z_in中，而非所述谐振器电路的电容部分中。因此，可显著地减少闪烁噪声上变频上的Groszewski效应。另一方面，激励电路的例如核心晶体管等的晶体管的闪烁噪声可调制射频振荡器的虚拟接地的第二谐波。此调制可产生寄生栅极-源极电容器C_gs中的第二谐波电流且可注入到谐振器电路100中。因此，电流I_H2可为频移的主要促成因素。

换句话说，具体来说，在无尾晶体管的情况下，射频振荡器中的1/f噪声上变频的主要来源是谐振器电路的电流谐波流入到谐振器电路的电容部分中，如图3中所展示。在图4中说明用于降低1/f噪声上变频的方法。对于较高谐波下的谐振频率，电流可流入到谐振器电路的等效电阻中，且可减少1/f噪声上变频。通常在图1中示出谐振器电路100。

本发明的实施例应用基于变压器的谐振器电路拓扑，所述拓扑有效地在电阻部分中陷获电流I_H2，而不会带来半导体衬底上的额外裸片面积的成本。谐振器电路100可从电感器和变压器在差模(differential mode，DM)和共模(common mode，CM)激励中的不同行为中获得此特性。基于变压器的谐振器电路100可并入到例如F类振荡器的射频振荡器200中，以便利用其在20dB/dec区域中的低相位噪声并且改进30dB/dec区域中的相位噪声。

谐振器电路100可基于变压器101，例如1:2匝比变压器。差模谐振频率和共模谐振频率可例如由于在差模中和在共模中的不同耦合因数而在变压器101内不同。避免应用开关。通过共模谐振实现电阻陷获。

激励共模谐振的共模信号可为谐振器电路100内的电流的第二谐波分量。如图3和图4中所说明，I_H2分量可具有相对于基波电流的π/2相移，所述相移可使所述分量成为共模信号。

如果准确地设计初级绕组和/或次级绕组的空间且准确地选择比率C_s/C_p，那么共模谐振频率可为差模谐振频率的两倍。接着，共模第二谐波电流分量可流入到谐振峰值的等效电阻中且可不流过电容部分。此方法缓解电容部分中的无功电能的干扰并减少1/f噪声上变频。

图5示出根据实施例的包括初级绕组103和次级绕组105的变压器101。所述图说明当变压器101在差模(differential mode，DM)中和在共模(common mode，CM)中受激励时初级绕组103和次级绕组105内的电流。变压器101可为F_2,3变压器。

变压器101的初级绕组103和变压器101的次级绕组105是平面的且布置在同一平面上。变压器101的次级绕组105包括布置在不同平面的桥接部分。

变压器101的初级绕组103和变压器101的次级绕组105连接到电源电压或AC地电位。所述连接通过初级绕组103和次级绕组105的对称中心分接实现。

具有1:2匝比的变压器101可在所述变压器的初级绕组103处受差模和共模输入信号激励。在差模激励中，次级绕组105处的感应电流可沿相同方向循环，从而导致强耦合系数k_m。另一方面，在共模激励中，感应电流可彼此抵消，从而导致弱耦合系数k_m。

初级绕组103的电感可被称为L_p，次级绕组105的电感可被称为L_s，初级电容器107的电容可被称为C_p，且次级电容器109的电容可被称为C_s。根据此定义，初级绕组103、次级绕组105、初级电容器107以及次级电容器109被视为个别集中组件。

替代地，初级绕组103的电感可被称为2L_p，次级绕组105的电感可被称为2L_s，初级电容器107的电容可被称为0.5C_p，且次级电容器109的电容可被称为0.5C_s。根据此定义，初级绕组103和次级绕组105各自由一对串联连接的电感器形成，其中每一电感器的电感分别被称为L_p或L_s。此外，初级电容器107和次级电容器109各自由一对串联连接的电容器形成，其中每一电容器的电容分别被称为C_p或C_s。

可根据以下等式确定差模谐振频率：

其中ω_0,DM指示差模谐振频率，L_pd指示与差模中的初级绕组103相关联的电感，C_p指示与初级电容器107相关联的电容，L_s指示与次级绕组105相关联的电感，且C_s指示与次级电容器109相关联的电容。

可根据以下等式确定共模谐振频率：

其中ω_CM指示共模谐振频率，L_pc指示与共模中的初级绕组103相关联的电感，且C_p指示与初级电容器107相关联的电容。

L_pd可指初级绕组103在差模中的电感的一半，例如初级绕组103的中心抽头与输入端中的一个之间的电感，从而产生2L_p的总差分初级电容。这归因于以下考量：在差分激励中可能无法看到电感L_T，但电感L_T可影响共模激励中的电感。共模激励中的总电感可等于2L_pd+2L_T，或如在等式中所使用的L_pc＝L_pd+L_T。

在实施例中，与差模中的初级绕组103相关联的电感和与共模中的初级绕组103相关联的电感被认为是相等的。

图6示出根据实施例的谐振器电路100和输入阻抗响应609。谐振器电路100包括变压器101，所述变压器包括初级绕组103和次级绕组105，其中初级绕组103以电感方式与次级绕组105耦合，初级电容器107连接到初级绕组103，初级电容器107和初级绕组103形成初级电路，且次级电容器109连接到次级绕组105，次级电容器109和次级绕组105形成次级电路，其中谐振器电路100具有在初级电路在共模中受激励时的共模谐振频率，其中谐振器电路100具有在初级电路在差模中受激励时的差模谐振频率，且其中所述共模谐振频率不同于所述差模谐振频率。图6示出谐振器电路100的可能实现方案。

初级电路的初级电容器107包括一对单端电容器601、603。次级电路的次级电容器109包括一对差分电容器605、607。初级电容器107和次级电容器109是可变电容器，具体来说是，数字可调电容器。具体来说，所述对单端电容器601、603和所述对差分电容器605、607是可变电容器，具体来说是，数字可调电容器。差模谐振频率和/或共模谐振频率分别如所说明通过输入阻抗响应609在最小频率f_min与最大频率f_max之间可调。谐振器电路100的输入阻抗表示为Z_in。

谐振器电路100可使用变压器101、初级电路内的所述对单端电容器601、603以及次级电路内的所述对差分电容器605、607。谐振器电路100可为F_2,3谐振器电路。变压器101可为F_2,3变压器。谐振器电路100可具有两个差模谐振频率和一个共模谐振频率。

对于F₃类操作，ω_1,DM＝3ω_0,DM且对于第二谐波和第三谐波下的电阻陷获，ω_CM＝2ω_0,DM且ω_1,DM＝3ω_0,DM。这可引起L_sC_s＝3L_pC_p且k_m＝0.72，其中k_m表示初级绕组103与次级绕组105之间的耦合因数。

当实施谐振器电路100时，归因于例如将初级绕组103的中心抽头连接到恒定电源电压的金属轨道电感L_T，与共模中的初级绕组103相关联的电感L_pc可大于与差模中的初级绕组103相关联的电感L_pd，即L_pc>L_pd。因此，可使用较低耦合因数k_m以便符合谐振器电路100的F₂和F₃操作条件。初级电路内的单端电容器601、603和/或次级电路内的差分电容器605、607的精心设计可在整个调谐范围(tuning range，TR)内保持ω_CM/ω_0,DM≈2且ω_1,DM/ω_0,DM≈3，所述电容器可为可变电容器。

在实施例中，根据以下等式确定与共模中的初级绕组103相关联的电感L_pc：

L_pc＝L_pd+L_T

其中L_pc表示与共模中的初级绕组103相关联的电感，L_pd表示与差模中的初级绕组103相关联的电感，且L_T表示金属轨道电感。

图7示出根据实施例的射频振荡器200的图。射频振荡器200包括谐振器电路100以及激励电路201。谐振器电路100形成如结合图6所描述的谐振器电路100的实施方案。激励电路201包括晶体管701、晶体管703、尾电阻器705，以及尾电容器707。射频振荡器200是F类振荡器。

通过设计ω_1,DM＝3_ω0,DM并避免对谐振器电路中的电流I_H3进行滤波，F₃类振荡器可具有伪方波振荡波形。伪方波振荡波形的特定脉冲敏感函数(impulse sensitivity function，ISF)可引起改进的相位噪声性能。在此振荡器中，电流I_H2可与电流I_H3一样高。在F_2,3类振荡器中，F₃类谐振器电路由F_2,3类谐振器电路替代。可保留F类振荡器的伪方波振荡波形，其中可将1/f³相位噪声转角频率例如从300kHz减少到700kHz至小于30kHz。本发明的实施例使用F_2,3谐振器电路以及1:2匝比变压器在差模和共模激励中的不同特性，以便提供第二谐波2ω₀下的电阻陷获，从而引起射频振荡器中的闪烁噪声上变频的降低。

图8示出根据实施例的单端电容器601、603的图。单端电容器601、603包括电容器801、电容器803、晶体管805、晶体管807、电阻器809、电阻器811、逆变器813以及逆变器815。单端电容器601、603布置于初级电路内。

通过应用数字切换信号b_i，晶体管805和晶体管807可在导电状态与非导电状态之间切换。因此，可用数字方式调谐单端电容器601、603的电容。可并联连接多个单端电容器601、603。

图9示出根据实施例的差分电容器605、607的图。差分电容器605、607包括电容器901、电容器903、晶体管905、电阻器907、电阻器909、逆变器911以及逆变器913。差分电容器605、607布置于次级电路内。

通过应用数字切换信号b_i，晶体管905可在导电状态与非导电状态之间切换。因此，可用数字方式调谐差分电容器605、607的电容。可并联连接多个差分电容器605、607。

图10示出根据实施例的射频振荡器200的尾电阻器705的图。尾电阻器705包括晶体管1001以及电阻器1003。尾电阻器705可用于射频振荡器200内的电流控制。

通过应用数字切换信号b_i，晶体管1001可在导电状态与非导电状态之间切换。因此，可控制射频振荡器200内的电流。可并联和/或串联连接多个尾电阻器705。

图11示出根据实施例的射频振荡器200的相位噪声功率谱密度1101。所述图描绘在以Hz为单位的载波频率偏移上的以dBc/Hz为单位的相位噪声功率谱密度。射频振荡器200是F_2,3类振荡器。

所述图涉及最小频率5.4GHz和最大频率7GHz。在所述图中另外描绘1/f³相位噪声拐角。