用于增加矢量信号分析仪中瞬时带宽的频谱拼接方法与流程

技术领域一般而言涉及信号处理，更具体而言涉及用于增加矢量信号分析仪或矢量信号发生器中的瞬时带宽的系统和方法。

背景技术：

瞬时带宽是针对所有射频(rf)矢量信号分析仪(vsa)和rf矢量信号发生器(vsg)重要且醒目(banner)的规格。业界的期望是在不牺牲动态范围的情况下尽可能多地增加带宽。在许多情况下，实现最大可能带宽的限制因素是模数转换器(adc)和数模转换器(dac)的采样率。虽然adc和dac供应商一直致力于增加转换器速率，但是在许多应用中仍然存在对于超出现有技术adc和dac能力的带宽的期望。业内有几种不同的方法来实现更大的带宽，每种都有自己的缺点。

用于创建不有意牺牲分辨率的较大瞬时带宽的现有方法分为两类：(1)时间交织(时间)和(2)正交混合(相位)。这两种方法都是增加带宽的行业标准。

时间交织使用具有比其采样率所允许的带宽更大的带宽的转换器。对于adc，通过在前端放置比adc后端能够进行数字化的速度更快的采样保持电路，使得这是有可能的。然后，通过采用n个adc并且通过按照将adc采样周期除以n的时间将其交错，可以将样本交织在一起，以创建有效的更大采样率。这种方法引入了由于使时间对齐(timealignment)交错的不准确以及由于各种adc之间量值和相位的差异而产生的误差。因此，已经创建了几种在线和离线dsp校正算法来对抗这些影响。一般而言，在没有dsp校正的情况下，难以实现超过8比特的动态范围。利用离线dsp校正，这可以被提高到优于12比特的动态范围，但是会对温度非常敏感。在线方法通常必须假设有关输入信号的一些信息，并且当那些假设被破坏时，其它的负面影响会发生。

正交混合使用正交下变频器或上变频器将rf信号混合到两个信号中，或者从两个信号(同相信号和正交相位信号)混合rf信号。在下变频器的情况下，rf信号和正弦波混合，以创建同相信号，并且将该同一rf信号和与同相正弦波异相90度的正弦波混合，以创建正交相位信号。最后，这两个模拟信号中的每一个都利用adc进行数字化。这两个信号通常被表示为单个复信号，其中同相信号表示实部，并且信号的正交相位部分表示虚部。因此，正频率带宽与负频带宽无关。因此，净效应是带宽的翻倍。使用这种方法，数据转换器的完整分辨率被保留。但是，这种方法通常造成dc泄漏毛刺和图像毛刺。此外，该方法只能扩展到两个转换器。

因此，存在对能够实现从较小带宽得到较大瞬时或调制带宽的目标的机制的需求，而不存在正交混合技术的可扩展性和图像抑制问题，并且不存在时间交织方法存在的不准确性。

技术实现要素：

公开了用于使用多个矢量信号分析仪(vsa)处理信号的方法和系统。在所给出的方法中，多个vsa中的每一个可以被提供有包括输入信号的相应频带的副本的相应分量信号。相应频带的组合可以组成具有聚合中心频率的聚合频带。每个相应频带可以具有与至少一个其它相应频带重叠的相应区域。每个相应频带也可以具有离聚合中心频率有相应频率偏移量的相应中心频率。每个vsa可以相对于其它vsa被相位锁定和时间同步。

每个vsa可以处理所提供的相应分量信号。处理可以包括数字化、内插、频移、滤波和调节相应分量信号的增益和相位。数字化可以包括将相应频带的相应中心频率移位到基带，以及对与相应测量频带对应的相应分量信号的至少一部分进行采样。频移可以包括将相应分量信号移位，使得相应中心频率从基带偏移相应频率偏移量。对相应分量信号进行滤波可以被配置为使得分量信号之和在每个重叠区域内具有统一(unity)频率响应。可以使用数字半频带滤波器来执行滤波。调节相应分量信号的增益和相位可以被配置为使得分量信号之和在聚合频带上具有连续的频率响应。

该方法还可以包括对相应分量信号求和，以获得复合信号。

给出了用于处理信号的系统。该装置可以包括被配置为接收模拟信号并输出模拟信号的多个副本的信号分离器。该系统还可以包括多个输出端口，每个通信端口被配置为向相应的矢量信号分析仪(vsa)提供调制信号的相应副本。该系统还可以包括多个输入端口，每个输入端口被配置为从相应的vsa接收相应数字信号。每个相应数字信号可以包括模拟信号的相应频带的数字化版本。每个相应频带可以具有与另一个通信端口接收的至少一个其它频带重叠的区域。每个相应频带还可以具有离聚合频带的聚合中心频率有相应频率偏移量的相应中心频率。聚合频带可以包括接收到的数字信号的频带的组合。相应的vsa可以相对于其它输入端口的vsa进行相位锁定和时间同步。

该系统还可以包括多条并行信号处理通路。每条并行信号处理路径可以被配置为从其中一个输入端口接收相应的数字信号，并且根据上述方法数字化、内插、频移、滤波和调节相应数字信号的增益和相位。

该系统还可以包括求和单元，其被配置为对多条并行信号处理通路的输出求和，以获得复合信号。

提供了一种用于校准包括至少第一vsa和第二vsa的信号处理系统的方法。该方法可以包括向第一vsa提供第一分量信号，并向第二vsa提供第二分量信号。第一分量信号可以包括输入信号的聚合频带内的第一频带，并且第二分量信号可以包括输入信号的聚合频带内的第二频带。聚合频带可以具有聚合中心频率。第一频带可以具有离聚合中心频率处于第一频率偏移量处的第一中心频率，并且第二频带可以具有离聚合中心频率处于第二频率偏移量处的第二中心频率。第二频带可以具有与第一频带重叠的区域，该重叠区域包含校准音调。第二vsa可以相对于第一vsa进行相位锁定和时间同步。

该方法还可以包括根据上述方法对第一分量信号和第二分量信号中的每一个进行数字化、内插、频移和滤波。该方法还可以包括基于量值比和相位差来计算复数校准常数。量值比可以由第一vsa测得的校准音调的量值和第二vsa测得的校准音调的量值来确定。相位差可以由第一vsa测得的校准音调的相位和第二vsa测得的校准音调的相位来确定。

该方法还可以包括将复数校准常数存储在存储器中。复数校准常数可用于校正第一vsa与第二vsa之间的相位和增益失配。

附图说明

当结合以下附图考虑以下详细描述时，可以获得对本发明的更好理解：

图1是图示用于在接收路径中执行频谱拼接的系统的实施例的框图；

图2是图示并行矢量信号分析仪(vsa)的实施例的框图；

图3a、3b和3c图示了有和没有校准音调的聚合频带内相应频带的示例性实施例；

图4图示了半频带滤波器的信号响应；

图5是图示用于在接收路径中执行频谱拼接的系统的另一个实施例的框图；

图6a和6b图示了在时域中表示的校准音调的测量，该测量如在相位和量值调节之前和之后由两个vsa执行的；

图7是图示用于在发送路径中执行频谱拼接的系统的实施例的框图；及

图8是示出用在图7的系统中的数字信号处理方框的实施例的框图。

虽然本发明易于有各种修改和备选形式，但是其具体实施例在附图中作为示例示出并且在本文具体描述。但是，应当理解的是，附图以及对其的具体描述不是要将本发明限于所公开的特定形式，而是相反，本发明要覆盖落入由所附权利要求定义的本发明的精神和范围内的所有修改、等价物和替代方案。要注意的是，以下“具体实施方式”中的各部分标题仅用于组织目的，并不意在用来限制权利要求。

具体实施方式

通过引用结合

以下参考文献通过引用被结合于此，就好像在本文中完全公开一样：

由wertz等人发明的于2012年6月20日提交的、标题为“synchronizingreceiversinasignalacquisitionsystem”的美国专利申请no.2013/0343490；

由craigm.conway发明的于2009年11月24日授权的、标题为“synchronizingmeasurementdevicesusingtriggersignals”的美国专利no.7,624,294；及

由kostailic等人发明的于2008年1月1日授权的、标题为“applicationprogramminginterfaceforsynchronizationmultipleinstrumentationdevices”的美国专利no.7,315,791。

术语

以下是本申请中使用的术语的术语表：

存储器介质–各种类型的存储器设备或存储设备中的任意一种。术语“存储器介质”意在包括：安装介质，例如cd-rom、软盘105或者磁带设备；计算机系统存储器或随机访问存储器，诸如dram、ddrram、sram、edoram、rambusram等；非易失性存储器，诸如闪存、磁介质(例如硬盘驱动器)，或者光存储；寄存器，或者其它类似类型的存储器元件等。存储器介质也可以包括其它类型的存储器或者其组合。此外，存储器介质可以位于执行程序的第一计算机中，或者可以位于通过诸如互联网的网络连接到第一计算机的不同的第二计算机中。在后一种情况下，第二计算机可以将程序指令提供给第一计算机以便执行。术语“存储器介质”可以包括两个或更多个存储器介质，这些存储器介质可以驻留在不同位置，例如驻留在经网络连接的不同计算机中。

可编程硬件元件—包括各种硬件设备，其中包括经由可编程的互连来连接的多个可编程功能块。示例包括fpga(现场可编程门阵列)、pld(可编程逻辑器件)、fpoa(现场可编程对象阵列)和cpld(复杂pld)。可编程功能块的范围可以从细粒度的(组合逻辑或查找表)到粗粒度的(算术逻辑单元或处理器核)。可编程硬件元件也可以被称为“可重配置逻辑”。

计算机系统—各种类型的计算或处理系统中的任意一种，包括个人计算机系统(pc)、大型机计算机系统、工作站、网络设备、互联网设备、个人数字助理(pda)、电视系统、网格计算系统或者其它设备或设备的组合。一般而言，术语“计算机系统”可以被广泛地定义为涵盖具有执行来自存储器介质的指令的至少一个处理器的任意设备(或设备的组合)。

本地振荡器(lo)—被配置为以指定的频率和振幅生成周期性信号的电路。周期性信号可以是纯正弦波，并且其频率和/或振幅可以是可编程的。周期性信号可以或可以不相位锁定或频率锁定到另一个周期性信号。

概述

时间交织使用时间作为增加带宽的机制，而正交混合使用相位作为其机制。目前的“频谱拼接”方法使用频率作为其机制来实现更大的瞬时带宽。频谱拼接方法可以应用到信号接收器(例如诸如rf(射频)接收器)和信号发生器(例如诸如rf发生器)二者，如下面所讨论的。如本文所使用的，术语“rf”意在包括通信频率的全频谱，并且至少包括射频和微波频率。

本发明的实施例可以以各种形式中的任意一种实现。例如，在一些实施例中，本发明可以被实现为计算机实现的方法、计算机可读存储器介质或计算机系统。在其它实施例中，本发明可以使用诸如asic的一个或多个定制设计的硬件设备来实现。在其它实施例中，本发明可以使用诸如fpga的一个或多个可编程硬件元件来实现。

在一些实施例中，计算机可读存储器介质可以被配置为使得其存储程序指令和/或数据，其中，如果程序指令由计算机系统执行，则使计算机系统执行方法，例如，本文所述的方法实施例中的任意一个，或本文所述的方法实施例的任意组合，或本文所述的任意方法实施例的任意子集，或者这些子集的任意组合。

在一些实施例中，计算机系统可以被配置为包括处理器(或处理器的集合)和存储器介质，其中存储器介质存储程序指令，其中处理器被配置为从存储器介质读取并执行程序指令，其中程序指令可执行，以实现本文所述的各种方法实施例中的任意一个(或本文所述的方法实施例的任意组合，或本文所述的任意方法实施例的任意子集，或者这些子集的任意组合)。计算机系统可以以各种形式中的任意一种实现。例如，计算机系统可以是个人计算机(以其各种实现中的任意一个)、工作站、卡上的计算机、箱中的专用计算机、服务器计算机、客户端计算机、手持式设备、平板电脑、可穿戴式计算机等。

接收路径

在接收路径中，频谱拼接可以通过使用多个矢量信号分析仪(vsa)对模拟输入接收(rx)信号(诸如rf信号)进行数字化来执行，其中每个vsa处理该信号的相应频带。相应频带一起包括感兴趣的聚合频带。因此，n个vsa的输出可以被重新组合，以形成具有每个单独vsa的带宽的n倍的带宽的复合信号，从而覆盖整个聚合频带。聚合频带可以是输入rx信号内的感兴趣区域。

图1示出了用于在接收输入rx信号的信号路径中执行频谱拼接的系统100的实施例的框图。如图1中所示，系统100包括三个vsa108a-c。其它实施例可以包括另一数量(n)个vsa。应当认识到的是，如本文所使用的术语“vsa”和“矢量信号分析仪”可以涵盖任意类型的信号分析器、数字转换器、接收器，或者能够将模拟输入信号转换成数字输出信号或被配置为将模拟输入信号转换成数字输出信号的其它设备。

如下面所讨论的，可以将一个或多个校准音调添加到输入rx信号，以帮助校准该多个vsa。在一些实施例中，该一个或多个校准音调可以由校准音调发生器104生成，并由功率组合器102添加到输入信号。在其它实施例中，该一个或多个校准音调可以使用简单的双端口多路复用器，或使用本领域已知的任意其它信号组合技术被添加到输入信号。在一些实施例中，系统100可以包括多个校准音调发生器，这可以要求功率组合器102具有多于两个的输入。如下面所讨论的，该一个或多个校准音调可以在系统100以校准模式操作时被生成并添加到输入信号。因此，在正常操作中，功率组合器102可以不向输入信号添加该一个或多个校准音调。

输入rx信号的至少一部分的副本可以被提供给vsa108a-c中的每一个。这可以通过分离输入信号来实现，诸如通过使用具有n个输出的功率分离器106。

每个vsa108a-c的输出可以被提供给求和单元110。求和单元110的输出是表示vsa108a-c中的每一个的输出之和的复合信号。

如前面所提到的，vsa108a-c中的每一个可以处理输入rx信号的不同频带。为了确保在整个聚合频带上的连续性，由相应vsa108a-c处理的不同频带应当重叠。因此，为了使vsa108a-c的输出之和准确地表示输入rx信号的聚合频带的数字化版本，vsa108a-c的输出可以被进一步处理，以提供穿过重叠区域的连续性。因此，vsa108a-c中的每一个可以包括这样的信号处理能力：该信号处理能力超出传统上包括在vsa中的信号处理能力。在一些实施例中，vsa108a-c中的每一个可以不包括独立的vsa。例如，vsa108a-c中的每一个可以被实现为可编程硬件元件、多处理器系统等上的信号处理路径。

图2图示了提供vsa108a-c的实施例的进一步细节的框图。具体而言，方框202a-210a表示vsa108a的实施例的细节，方框202b-210b表示vsa108b的实施例的细节，并且方框202c-210c表示vsa108c的实施例的细节。求和单元110也包括在图2中作为上下文。

在数字化方框202a-c的每一个处，包括输入rx信号的相应频带的分量信号可以被数字化。数字化方框-c中的每一个可以包括传统vsa中包括的功能。

在一些实施例中，数字化方框202a-c中的每一个可以例如从信号分离器106接收整个输入rx信号的副本。在其它实施例中，数字化方框202a-c中的每一个可以仅接收输入rx信号的相应部分。因为vsa108a-c中的每一个可以处理输入rx信号的不同频带，所以数字化方框202a-c中的每一个可以数字化包括相应频带的相应分量信号，每个相应频带由相应中心频率识别。

图3a示出了在频域中表示的、由数字化方框202a-c接收的频带的示例性实施例。在这个示例中，频带302表示数字化方框202a(即，vsa108a)的频带，频带304表示数字化方框202b(即，vsa108b)的频带，频带306表示数字化方框202c(即，vsa108c)的频带。由频带304-306覆盖的区域一起表示由聚合中心频率识别的聚合频带。每个相应中心频率从聚合中心频率偏移相应的频率偏移量。在一些情况下，如在频带304的示例中，相应中心频率可以从聚合中心频率偏移0hz。

频带可以重叠，以避免聚合频带内的间隙。例如，区域308表示频带302与频带304之间(即，在vsa108a与108b的相应分量信号之间)的重叠区域，并且区域310表示频带304与频带306之间(即，在vsa108b与108c的相应分量信号之间)的重叠区域。

由数字化方框202a-c中的每一个执行的数字化可以包括对相应分量信号执行i/q解调，以产生一对模拟i(同相)和q(正交)信号。

由数字化方框202a-c中的每一个执行的数字化还可以包括对相应分量信号(或i/q信号对)进行频移，使得相应中心频率被移位到基带。数字化方框202a-c中的每一个然后可以例如通过使用低通滤波器滤出频移信号的在相应频带之外的部分。可替代地，数字化方框202a-c中的每一个可以将接收到的输入rx信号频移到除基带之外的位置(或放弃频移)，并且使用带通滤波器对频移信号进行滤波。

在一个实施例中，数字化方框202a-c中的每一个可以包括以相应中心频率操作的相应本地振荡器(lo)。例如，相应的lo可以用于将相应中心频率频移到基带。数字化方框202a-c的lo可以相对于彼此具有固定的相位差。例如，lo可以被锁定到公共参考，使得设备之间的相对相位将保持固定。

由数字化方框202a-c中的每一个执行的数字化还可以包括对经滤波的信号进行复采样，如本领域中已知的。vsa108a-c可以被时间同步，使得相应信号可以在数字化方框202a-c中的每一个当中被同时采样。可替代地，相应信号可以以一致的时间偏移量被采样。在这种情况下，可以测量并校正该一致的偏移量。数字化方框202a-c中的每一个可以输出复数(i/q)信号。

在滤波器方框204a-c处，可以对相应分量信号进行滤波。因为相应分量信号的相应频带在频率上重叠，如图3中所示，所以，当相应信号被求和单元110求和时，重叠区域应当被滤波，以防止重叠区域中的功率尖峰或其它人为的量值增加。换句话说，相应分量信号应当被滤波，使得它们的和看来是连续的。具体而言，相应分量信号可以被滤波，使得重叠信号的和在聚合频带内的所有点处都提供统一的响应。更一般而言，这种连续求和滤波可以以任意方式配置，使得求和的信号接近如果整个聚合频带已经被具有足够对整个聚合频带进行数字化的带宽的单个vsa数字化的话将达到的结果。

可以使用各种滤波器形状来实现这一点。例如，图4示出了半频带滤波器的响应，其中实心迹线402表示用于第一vsa的滤波器响应，虚线迹线404表示用于具有重叠频带的第二vsa的滤波器响应。在图4中，交叉点位于30mhz处，在那里存在10mhz的交叉区域。虽然半频带滤波器固有地具有对重叠频带进行滤波以便求和到一起来产生统一增益(unitygain)所需的频谱特性，但是它迫使交叉点在采样频率除以四(fs/4)处出现。在其它实施例中，这种交叉可以使用其它滤波器方法在频率上被进一步向外移动，例如，以增加每个设备的固有瞬时带宽的有效性。

作为滤波器方框204a-c图示的滤波可以发生在vsa中的各个点中的任意一个点处。例如，滤波可以在内插方框206a-c之后发生。可替代地，一些实施例可以在数字化方框202a-c内执行滤波器方框204a-c的滤波，例如与数字化方框202a-c的低通滤波同时进行。在这种情况下，滤波可以在对经滤波的信号进行复采样之前由模拟滤波器执行。

在内插方框206a-c处，可以对每个相应分量信号进行内插。应当设置内插因子，使得每个相应的内插方框206将相应分量信号内插到至少“拼接”数据的带宽所需的有效i/q速率。例如，在一个实施例中，可能需要有效i/q速率至少为相应分量信号的奈奎斯特(nyquist)速率。在另一个实施例中，可以选择更高的速率(例如，nyquist速率的1.25倍)。

在频移方框208a-c处，每个相应分量信号可以相对于其它设备被移位到频率中的合适位置。因此，每个设备将其内插的频谱频移到不同的位置。具体而言，每个相应分量信号可以被移位，使得其相应中心频率从基带偏移相应的频率偏移量，该偏移量是最初该相应分量信号从聚合中心频率偏移的偏移量。因此，整个聚合频带被频移成以基带为中心。

例如，在存在三个vsa、每个vsa使用具有120mhz的i/q速率的半频带滤波器的情况下，那么交叉点将位于正和负30mhz处。这意味着三个相应中心频率可以移位到[-60mhz，0hz，60mhz]。因此，相应频带应当被定义为使得相应频率偏移量相对于聚合中心频率是[-60mhz，0hz，60mhz]。

如果数字化方框202a-c先前将相应中心频率移位到基带，则在这个示例中，vsa108a可以将其频谱向左频移60mhz，vsa108b可以频移0hz，并且vsa108c可以将其频谱向右频移60mhz。换句话说，每个相应中心频率可以被移位其相应的频率偏移量。在相应频率被数字化方框202a-c移位到除基带以外的频率的实施例中，相应中心频率可以频移除相应频率偏移量之外的某个值。

在增益和相位校正方框210a-c处，可以调节每个相应分量信号的量值和相位，以使频谱穿过重叠区域是连续的。这种增益和相位校正可以包括相应分量信号中的一个或多个中的每一个与相应校准常数的复数相乘。在下面讨论为增益和相位校正方框210a-c中的每一个确定校准常数。

在vsa108a-c未时间同步但是相对于彼此具有恒定延迟的情况下，增益和相位校正方框210a-c还可以被配置为测量和校正延迟。

图5示出了用于在接收输入rx信号的信号路径中执行频谱拼接的第二系统500的实施例的框图。如图5中所示，系统500包括三个vsa508a-c。其它实施例可以包括另一数量(n)个vsa。

在图5中，功率组合器102、校准音调发生器104和功率分离器106可以如关于图1所描述的那样进行操作。vsa508a-c可以是本领域中已知的标准vsa，没有vsa108a-c的附加信号处理能力。相反，附加信号处理功能可以由单独的数字信号处理方框510执行。例如，数字信号处理方框510可以执行滤波、内插、频移以及增益和相位校正的功能，如关于图2的方框204-210对于vsa508a-c中的每一个所讨论的。例如，数字信号处理方框510可以包括用于处理vsa508a-c中的每一个的输出的单独信号处理路径。数字信号处理方框510还可以包括求和功能，其可以以与求和单元110类似的方式起作用。

系统500相对于系统100呈现出优势，因为系统500可以允许用户使用标准的现成的vsa。例如，系统500可以以信号处理机箱的形式实现，该信号处理机箱包括数字信号处理方框510，并且可选地还包括功率组合器102、校准音调发生器104和功率分离器106中的一个或多个。信号处理机箱还可以包括槽，以接受多个vsa，这些vsa可以是标准的现成的vsa。信号处理机箱可以被配置为根据用户的偏好与可变数量的vsa一起操作。另外，根据用户的偏好，vsa的带宽、分辨率或其它特性可以不同。

确定vsa校准常数

为了调节接收路径中相应信号的量值和相位以提供穿过重叠区域的连续性，可以确定无调节的相应信号之间的相对量值和相位。这可以通过在相应频带的每个交叉点或重叠区域处注入校准音调来执行。然后可以由vsa测量和比较校准音调。可以使用不同vsa对校准音调的量值和相位的测量值之间的差异和/或比率来确定用于每个vsa的校准常数。

例如，为了确定诸如图1-2中所示的系统100或图5中所示的系统500的系统的校准常数，系统可以被设置为校准模式。本文将关于图1-2中所示的系统100讨论校准模式。但是，相同的原理可以应用于其它实施例，诸如系统500。

如图1中所示，功率组合器102可以被用来将输入信号与来自校准音调发生器104的一个或多个校准音调组合。校准音调可以包括落在重叠区域内的单个已知频率处的真实音调。校准音调还可以具有已知的量值。在一些实施例中，可以一次在单个重叠区域注入校准音调，每个重叠区域被顺序地处理。在其它实施例中，校准音调可以同时在重叠的多个或全部区域注入。然后，组合的信号可以被用作到分离器106的输入，其中分离器的输出中的每一个可以是到n个vsa(诸如vsa108a-c)中的一个的输入。

在n个vsa处，n-1个重叠区域中的每一个可以包括相应的校准音调，如图3b中所示(或者同时或者顺序地)。如所图示的，可以在重叠区域308内(即，在vsa108a和108b的相应信号内)生成校准音调312，并且可以在重叠区域310内(即，在vsa108b和108c的相应信号内)生成校准音调314。

在方框202-208处，可以对每个相应信号进行数字化、滤波、内插和频移，如上面关于图2所讨论的。但是，增益和相位校正方框210可以在校准模式下不同地进行操作。具体而言，增益和相位校正方框210可以测量每个重叠区域内的相应校准音调。例如，(vsa108a的)增益和相位校正方框210a可以测量校准音调312，因为它落入由vsa108a处理的相应频带302内。(vsa108b的)增益和相位校正方框210b也可以测量校准音调312，因为它也落入由vsa108b处理的相应频带304内。

图6a图示了在时域中表示的如由vsa108a和108b执行的对校准音调312的测量的示例性结果。如所图示的，由vsa108a测得的校准音调312的同相(i)分量和正交(q)分量具有与由vsa108b测得的校准音调312的i分量和q分量的相位和量值不同的相位和量值。这可能由于vsa108a与108b的硬件的正常差异、温度等引起。在这种条件下，由于相位和量值的失配，由vsa108a和108b输出的相应信号的和将不会穿过重叠区域连续。

使用每个重叠区域内的校准音调的测量值，可以确定相应的校准常数，以在穿过每个重叠区域重新对准相应信号时使用。例如，对于每个相应的vsa，可以确定复数校准常数在与由相应的vsa测得的校准音调进行复数相乘时将产生具有匹配相邻vsa的输出校准音调的相位和量值的输出校准音调。图6b图示了vsa108a和108b的输出校准音调。图6b中所示的输出校准音调表示在乘以所确定的校准常数之后的图6a中所示的信号。

在一个实施例中，由校准音调发生器104生成的校准音调的量值可以是已知的。因此，可以将校准常数确定为使得输出校准音调具有与生成的校准音调匹配的量值。在另一个实施例中，可以仅仅将校准常数确定为使得由相邻vsa生成的输出校准音调具有相同的量值。

例如，校准音调312可以由vsa108a和vsa108b两者来测量。校准音调314可以由vsa108b和vsa108c两者来测量。vsa108a的输出信号将包括对应于校准音调312的输出校准音调。vsa108b的输出信号将包括对应于校准音调312和校准音调314的输出校准音调。vsa108c的输出信号将包括对应于校准音调314的输出校准音调。

可以可选地为vsa108a确定第一校准常数，使得第一校准常数与vsa108a的输出信号的复数相乘产生对应于校准音调312的输出校准音调，该输出校准音调具有与校准音调312的已知量值匹配的量值。

可以为vsa108b确定第二校准常数，使得第二校准常数与vsa108b的输出信号的复数相乘产生对应于校准音调312的输出校准音调，该输出校准音调具有与vsa108a的输出校准音调的相位匹配的相位。可以进一步确定第二校准常数，使得对应于校准音调312的输出校准音调具有与校准音调312的已知量值和/或vsa108a的与校准音调312对应的输出校准音调的量值匹配的量值。在一个实施例中，被确定为使108b的输出校准音调与vsa108a的输出校准音调的相位和量值匹配的校准常数可以通过执行由vsa108a测量的输出校准音调312复数除以由vsa108b测量的校准音调314来确定。因为针对vsa108b的整个输出信号执行第二校准常数的复数相乘，所以也调节对应于校准音调314的vsa108b的输出校准音调。

可以为vsa108c确定第三校准常数，使得第三校准常数与vsa108c的输出信号的复数相乘产生与校准音调314对应的输出校准音调，该输出校准音调具有与vsa108b的对应于校准音调314的经调节的输出校准音调的相位匹配的相位。可以进一步确定第三校准常数，使得对应于校准音调314的输出校准音调具有与校准音调314的已知量值和/或vsa108b的对应于校准音调314的输出校准音调的量值匹配的量值。

每当vsa的相位相对于彼此改变时，用于每个vsa的校准常数就应当被确定或重新确定。例如，如果vsa的lo的相对相位改变，则vsa的相对相位可能改变。例如，这可能发生在一个或多个vsa的lo频率改变并且该一个或多个vsa被重新锁定的情况下。在一些vsa中，可以使lo的相位是确定性的。如果是这种情况，则可以为vsa的每个频率确定一次校准常数并存储该校准常数。所存储的校准常数可以在将来的某个时间被召回(recall)，而不需要重新校准。

发送路径

在发送路径中，频谱拼接可以通过使用多个(n个)矢量信号发生器(vsg)来执行，以生成诸如rf信号的输出模拟发送(tx)信号，其中每个vsg处理信号的相应频带。相应频带在一起组成感兴趣的聚合频带。因此，n个vsa的输出可以被组合，以形成具有每个单独vsg的带宽的大约n倍量级的带宽的复合信号，从而覆盖整个聚合频带。

图7图示了用于在生成输出模拟信号的信号路径中执行频谱拼接的系统700的实施例的框图。如图7中所示，系统700包括三个vsg704a-c。其它实施例可以包括另一数量(n)个vsg。应当认识到的是，如本文所使用的术语“vsg”和“矢量信号发生器”可以涵盖任意类型的信号发生器、发送器或者能够将数字输入信号转换成模拟输出信号或被配置为将数字输入信号转换成模拟输出信号的任意类型的其它设备。

可以向系统提供数字输入信号，在图7中图示为“tx信号”。输入tx信号可以包括具有大于每个相应vsg的带宽的带宽的复数数字信号。因此，vsg704a-c中的每一个可以被提供有包括输入tx信号的至少一部分的相应分量信号。具体而言，每个分量信号可以包括输入tx信号的相应频带，并且vsg704a-c中的每一个可以处理相应频带。每个相应频带可以具有相应中心频率，该相应中心频率离聚合频带的聚合中心频率具有相应的频率偏移量。

为了确保跨整个聚合频带的连续性，相应的频带应当重叠。因此，为了将vsg704a-c的输出重新组合，以准确地表示数字输入信号的聚合频带的模拟版本，可以进一步处理分量信号，以提供穿过重叠区域的连续性。因此，vsg704a-c中的每一个可以包括超出传统上包括在vsg中的信号处理能力的信号处理能力。可替代地，这种进一步处理可以由在vsg704a-c之外的信号处理电路来执行，诸如由数字信号处理(dsp)方框702执行，这在下面更详细地描述。这种实施例将允许用户使用标准的现成的vsg实现本发明。在其它实施例中，vsg704a-c中的每一个可以不包括独立的vsg。例如，vsg704a-c中的每一个可以被实现为可编程硬件元件、多处理器系统等上的信号处理路径。

一旦执行了进一步的处理，例如，由dsp方框702或由vsg704a-c中的每一个，vsg704a-c中的每一个就可以将相应分量信号转换成模拟信号。vsg704a-c中的每一个也可以对相应分量信号进行上变频，使得聚合中心频率位于期望的载波频率处，并且每个相应中心频率从期望的载波频率偏移相应的频率偏移量。

组合器706可以包括具有多个输入的功率组合器，或者可以包括用于组合模拟信号的任意其它硬件，如本领域中已知的。组合器706可以接收vsg704a-c的输出作为输入，并且可以输出包括其输入的组合的复合信号。

功率分离器708可以提供该复合信号的副本作为系统的输出，即，作为图7中所示的“tx输出”，并且还输出到校准接收器710。校准接收器710可以被用来接收一个或多个校准音调，以供在确定用于vsg704a-c中的一个或多个的校准常数时使用，如下面所讨论的。校准接收器710可以被相位锁定到vsg704a-c。

图8是更详细地图示dsp方框702的框图。dsp方框702可以包括多条并行处理路径，每条并行处理路径可以处理相应分量信号中的一个。在一些实施例中，dsp方框702可以与vsg704a-c分离，如图7中所示。在其它实施例中，dsp方框702的并行处理路径中相应一条并行处理路径可以被包括在vsg704a-c中的每一个当中。例如，方框802a、804a、806a和808a可以包括在vsg704a中；方框802b、804b、806b和808b可以包括在vsg704b中；并且方框802c、804c、806c和808c可以包括在vsg704c中。

在一些实施例中，频移方框802a-c中的每一个可以接收整个数字输入信号的副本。在其它实施例中，频移方框802a-c中的每一个可以仅接收数字输入信号中包括相应频带的相应部分。

图3a图示了在频域中表示的如由频移方框802a-c接收的频带的示例性实施例。在这个示例中，频带302表示频移方框802a(即，vsg704a)的频带，频带304表示频移方框802b(即，vsg704b)的频带，频带306表示频移方框802c(即，vsg704c)的频带。由频带304-306覆盖的区域一起表示由聚合中心频率识别的聚合频带。每个相应中心频率从聚合中心频率偏移相应的频率偏移量。在一些情况下，相应中心频率可以是0hz，如在频带304的示例中。

频带可以重叠，以避免聚合频带内的间隙。例如，区域308表示频带302与频带304之间(即，vsg704a和704b的相应分量信号之间)的重叠区域，并且区域310表示频带304与频带306之间(即，vsg704b和704c的相应分量信号之间)的重叠区域。

在频移方框802a-c处，相应分量信号中的每一个可以被移位到基带。在聚合频带最初处于基带的情况下，这意味着每个相应分量信号被频移相应频率偏移量的负数。例如，如果由频移方框802c处理的相应分量信号的相应的频率偏移量为60mhz，则频移方框802c将使相应分量信号频移-60mhz。

在抽取(decimate)方框804a-c处，每个相应分量信号可以被抽取到小于或等于对应vsg的最大采样速率的速率。这种抽取可以仅包括丢弃样本。可替代地，这种抽取可以包括利用混叠(alias)保护滤波器进行混叠保护的抽取。

滤波器方框806a-c类似于图2的滤波器方框204a-c。因为如图3中所示，相应分量信号的相应频带在频率上重叠，所以，当相应信号由组合器706组合时，重叠区域应当被滤波，以防止重叠区域中的功率尖峰。换句话说，应当对相应分量信号进行滤波，使得它们之和看起来是连续的。具体而言，可以对相应分量信号进行滤波，使得重叠信号之和在聚合频带内的所有点处提供统一响应。

可以使用各种滤波器形状来实现这一点。例如，图4图示了半频带滤波器的响应，其中实心迹线402表示用于第一vsg的滤波器响应，并且虚线迹线404表示用于具有重叠频带的第二vsg的滤波器响应。在图4中，交叉点位于30mhz处，在那里存在10mhz的交叉区域。虽然半频带滤波器固有地具有对重叠频带进行滤波以便求和到一起来产生统一增益所需的频谱特性，但是它迫使交叉点在采样频率除以四(fs/4)处出现。在其它实施例中，这种交叉可以使用其它滤波器方法在频率上被进一步向外移动，例如，以增加每个设备的固有瞬时带宽的有效性。

在增益和相位校正方框808a-c处，每个相应分量信号的量值和相位可以被调节，以使得频谱穿过重叠区域是连续的。这种增益和相位校正可以包括相应分量信号中的一个或多个中的每一个与相应校准常数的复数相乘。下面讨论确定用于增益和相位校正方框808a-c中的每一个的校准常数。

确定vsg校准常数

为了调节发送路径中的相应信号的量值和相位以提供穿过重叠区域的连续性，可以使用一个或多个校准音调来确定在没有调节的情况下相应信号之间的相对量值和相位。这可以以多种方式执行。

例如，为了确定用于诸如图7-8中所示的系统700的系统的校准常数，系统700可以被设置为校准模式，其可以根据以下方法中的一种进行操作。

在第一种方法中，可以在第一vsg的相应频带与第二相邻vsg的相应频带的重叠区域内将校准音调添加到输入tx信号。校准音调可以由数字校准音调发生器(未示出)生成，数字校准音调发生器可以包括在dsp方框702内，或者可以是单独的部件。可以使用开关、多路复用器或者通过使用本领域中已知的任意其它方法将校准音调添加到输入tx信号。优选地，校准音调可以在重叠区域的中心生成。例如，校准音调发生器可以在区域308内生成校准音调312，如图3b中所示。因此，vsg704a和vsg704b的相应输出将各自包括校准音调的表示。在vsg704b的输出被关闭或禁用的情况下，存在于vsg704a的输出中的校准音调312的表示的量值和相位可以由校准接收器710测量。然后，第一vsg的输出可以被关闭或禁用，并且可以启用第二vsg的输出。例如，vsg704b可以被启用。然后，存在于vsg704b的输出中的校准音调312的表示可以由校准接收器710测量。在校准接收器710在进行两次测量的整个时间内与vsg704a和704b相位锁定的情况下，vsg704a和704b的相对相位差可以通过比较由校准接收器710测量的校准音调312的两个表示的相位来确定。vsg704a和704b的相对量值差也可以通过比较校准音调312的两个表示的量值来确定。然后，可以基于所确定的相对相位差和所确定的相对量值差来为vsg704a和704b中的一个或多个确定校准常数。对于每个重叠区域，可以重复这个方法。

在第二种方法中，可以使用迭代方法来确定相对量值和相位。在这个方法中，vsg704a和vsg704b可以各自同时生成包括校准音调312的表示的输出。然后，可以迭代地调节vsg704b的量值和相位，力图迫使存在于vsg1和vsg2的相应输出中的校准音调312的相应表示相消地(deconstructively)干扰。换句话说，存在于vsg704b的输出中的校准音调312的表示的量值和相位可以被迭代地调节，直到在校准音调312的表示的频率处的总输出功率最小化。然后，可以通过对vsg704b结果求反以将其旋转180度来确定校准常数。然后，可以对于每个重叠区域重复这个过程。虽然这第二种方法比第一种方法的直接测量将需要更长的时间，但是这第二种方法不需要将校准接收器710相位锁定到vsg。而且，由于校准接收器710仅进行未锁定的功率测量，因此校准接收器710可以被功率计代替，由此简化校准电路的硬件要求。

在第三种方法中，来自vsg704a和vsg704b的相应校准音调可以处于不同的频率，但具有某种已知的关系。在这种情况下，vsg704a和vsg704b可以以同步方式各自同时生成相应的校准音调，并且量值差和相位差可以被同时采样。例如，图3c示出了可以由vsg704a产生的校准音调312a和可以由vsg704b产生的校准音调312b。类似地，校准音调314a和314b可以分别由vsg704b和vsg704c生成。可以通过考虑校准音调之间的已知关系来计算复数校准常数。例如，可以基于校准音调312a和312b之间的已知关系来确定用于vsg704a和704b中的一个或多个的校准常数。

每当vsg的相位相对于彼此改变时，用于每个vsg的校准常数应当被确定或重新确定。例如，如果vsg的lo的相对相位改变，则vsg的相对相位可以改变。例如，这可能发生在一个或多个vsg的lo频率改变并且该一个或多个vsg被重新锁定的情况下。在一些vsg中，可以使lo的相位是确定性的。如果是这种情况，则可以为vsg的每个频率确定一次校准常数并存储该校准常数。所存储的校准常数可以在将来的某个时间被召回，而不需要重新校准。

示例性实施例

一些实施例可以包括使用多条并行处理路径来处理数字信号的方法。该方法可以包括：向并行处理路径中的每一条提供包括数字信号的至少相应频带的副本的相应分量信号，每个相应频带具有相应中心频率，并且具有与至少一个其它相应频带的相应重叠区域。相应频带的组合可以包括具有聚合中心频率的聚合频带，其中每个相应频带的相应中心频率离聚合中心频率具有相应的频率偏移量。并行处理路径中的每一条的至少一部分可以相对于其它并行处理路径被相位锁定和时间同步。

该方法还可以包括在并行处理路径中的每一条处处理相应分量信号，其中所述处理包括：至少对相应分量信号的相应频带进行频移，使得相应中心频率被移位到基带；至少对相应分量信号的相应频带进行滤波，其中对相应分量信号的所述滤波被配置为使得分量信号之和在每个重叠区域内具有统一频率响应；调节相应分量信号的至少相应频带的增益和相位中的至少一个，其中所述调节相应分量信号的增益和相位中的至少一个被配置为使得分量信号之和在聚合频带之上具有连续的频率响应；以及使用与相应的并行处理路径相关联的相应矢量信号发生器将相应分量信号的至少相应频带转换成相应的模拟信号。

该方法还可以包括组合相应的模拟信号，以获得复合信号。

在前述方法的一些实施例中，所述转换相应分量信号包括对信号的与相应频带对应的至少一部分进行采样。

在前述方法的一些实施例中，所述转换相应分量信号被配置为使得聚合中心频率位于期望的载波频率处，并且每个相应中心频率从期望的载波频率偏移相应的频率偏移量。

在前述方法的一些实施例中，所述处理还包括将相应分量信号的至少相应频带抽取到小于或等于相应矢量信号发生器的最大采样速率的速率。所述滤波可以在所述抽取之后并且在所述调节增益和相位中的至少一个之前由数字滤波器执行。例如，数字滤波器可以是半频带滤波器。

一些实施例可以包括用于处理数字信号的装置。该装置可以包括：处理元件，其包括多条并行处理路径，其中数字信号处理器被配置为向并行处理路径中的每一条提供包括数字信号的至少相应频带的副本的相应分量信号，每个相应频带具有相应中心频率并且具有与至少一个其它相应频带的相应重叠区域，其中相应频带的组合包括具有聚合中心频率的聚合频带，其中每个相应频带的每个相应中心频率离聚合中心频率具有相应的频率偏移量，并且其中并行处理路径中的每一条被配置为：至少对相应分量信号的相应频带进行频移，使得相应中心频率被移位到基带；对相应分量信号的至少相应频带进行滤波，其中相应分量信号的所述滤波被配置为使得分量信号之和在每个重叠区域内具有统一频率响应；以及调节相应分量信号的至少相应频带的增益和相位，其中所述调节相应分量信号的增益和相位被配置为使得分量信号之和在聚合频带上具有连续的频率响应。

该装置还可以包括：多个输出端口，每个输出端口被配置为向相应的矢量信号发生器(vsg)提供该多条并行处理路径中的一条的输出；多个输入端口，每个输入端口被配置为从相应的vsg接收包括该多个输出端口中相应的一个输出端口的输出的模拟版本的相应模拟信号；以及信号组合器，被配置为组合相应的模拟信号，以获得复合信号。

在前述装置的一些实施例中，并行信号处理路径中的每一条还可以被配置为将相应分量信号的至少相应频带抽取到小于或等于相应矢量信号发生器的最大采样率的速率。所述滤波可以在所述抽取之后并且在所述调节增益和相位之前由数字滤波器执行。数字滤波器可以是半频带滤波器。

在前述装置的一些实施例中，在其中一个输入端口处接收的每个相应的模拟信号可以相对于相应输出端口的相应输出进行频移，使得聚合中心频率位于期望的载波频率处，并且每个相应中心频率从期望的载波频率偏移相应的频率偏移量。

一些实施例可以包括用于校准包括至少第一矢量信号发生器(vsg)和第二vsg的信号处理系统的方法。该方法可以包括：向包括第一vsg的第一信号处理路径提供第一数字分量信号。第一数字分量信号可以包括在数字输入信号的聚合频带内的第一频带，聚合频带具有聚合中心频率，并且第一频带具有处于离聚合中心频率的第一频率偏移量处的第一中心频率。该方法还可以包括向包括第二vsg的第二信号处理路径提供第二数字分量信号。第二数字分量信号可以包括在数字输入信号的聚合频带内的第二频带，第二频带具有处于离聚合中心频率的第二频率偏移量处的第二中心频率，第二频带与第一频带具有重叠区域，该重叠区域包含校准音调，其中第二vsg相对于第一vsg被相位锁定和时间同步。

该方法还可以包括：对第一分量信号和第二分量信号中的每一个进行频移，使得第一中心频率和第二中心频率各自移位到基带；使用第一vsg和第二vsg分别将第一数字分量信号和第二数字分量信号转换成第一模拟分量信号和第二模拟分量信号；基于量值比和相位差来计算复数校准常数，其中量值比由第一vsg输出的校准音调的量值和由第二vsg输出的校准音调的量值确定，并且其中相位差由第一vsg输出的校准音调的相位和由第二vsg输出的校准音调的相位确定；以及将复数校准常数存储在存储器中，其中该复数校准常数可用来校正第一vsg与第二vsg之间的相位和增益失配。

在前述方法的一些实施例中，该方法还可以包括对第一分量信号和第二分量信号中的每一个进行滤波，其中所述滤波被配置为使得第一模拟分量信号和第二模拟分量信号之和在重叠区域内具有统一频率响应。所述滤波可以在所述频移之后由一个或多个半频带滤波器执行。

在前述方法的一些实施例中，所述转换第一数字分量信号和第二数字分量信号可以包括将第一分量信号和第二分量信号中的每一个移位，使得聚合中心频率位于期望的载波频率处，并且每个相应中心频率从期望的载波频率偏移相应的频率偏移量。

在前述方法的一些实施例中，该方法还可以包括将第一数字分量信号抽取到小于或等于第一vsg的最大采样率的速率，并将第二数字分量信号抽取到小于或等于第二vsg的最大采样率的速率。

在前述方法的一些实施例中，第一vsg可以包括第一本地振荡器，并且第二vsg包括第二本地振荡器，其中第一本地振荡器和第二本地振荡器的相位是确定性的，使得即使在第一vsg与第二vsg之间的相位锁定丢失并重新获取之后，所存储的复数校准常数也可用来校正第一vsg与第二vsg之间的相位和增益失配，而无需重新校准。

在前述方法的一些实施例中，所述计算复数校准常数可以包括：禁用第二vsg的输出；当第二vsg的输出被禁用时，测量由第一vsg输出的校准音调的量值和相位；在所述测量之后禁用第一vsg的输出并且启用第二vsg的输出；以及当第一vsg的输出被禁用时，测量由第二vsg输出的校准音调的量值和相位。

在前述方法的一些实施例中，所述计算复数校准常数可以包括迭代地调节第二vsg的量值和相位，以造成由第一vsg输出的校准音调与由第二vsg输出的校准音调之间的相消干扰，使得在由第一vsg和第二vsg输出的校准音调的频率处的总功率被最小化；以及计算复数校准常数，作为对旋转180度的第二vsg的量值和相位进行的调节。

虽然以上已经相当详细地描述了实施例，但是，一旦以上公开内容被完全理解，各种变体和修改就将对本领域技术人员变得显然。以下权利要求要被解释为涵盖所有此类变体和修改。