弹性波元件、分波器以及通信模块的制作方法

本发明涉及声表面波(saw：surfaceacousticwave)元件等弹性波元件、分波器以及通信模块。

背景技术：

已知有具有压电基板和设置在压电基板的主面上的idt(interdigitaltransducer：叉指换能器)的弹性波元件。这种弹性波元件例如利用于分波器的发送滤波器、接收滤波器等。

在弹性波元件中，有时会由于因元件的非线性特性(nonlinearity)产生的电的失真波而使电特性下降。例如，在使用了弹性波元件的分波器中，发送波段以及接收波段的带外的干扰波会与发送波混合，从而产生包含在接收波段内的失真波。该失真波称为互调失真(imd：inter-modulationdistortion)，成为使无线装置的通信品质(sn比)下降的原因之一。此外，会产生具有发送波的整数倍的频率的谐波失真，还有可能产生该谐波失真干扰其它无线装置的通信这样的问题。

因此，为了抑制由失真波造成的sn比的下降，已知有在不改变静电电容的情况下对构成分波器的梯型滤波器的串联谐振器或并联谐振器进行分割的方法(例如，日本特开2007-074698号公报)。这是为了，通过对串联谐振器或并联谐振器进行分割，从而使施加在该谐振器的电压分散来抑制失真波。

另外，虽然不是涉及抑制失真波的技术的文献，但是在日本特开平5-167384号公报中，公开了一种设置在压电基板的主面上且与idt并联地连接的电容元件。

然而，当在不改变静电电容的情况下对谐振器进行分割时，与分割前相比，谐振器会大型化，进而弹性波元件会大型化。此外，对谐振器进行分割的方法虽然能够应用于梯型滤波器，但是不能应用于在接收滤波器中通常采用的多模滤波器。

技术实现要素：

发明要解决的课题

因此，期望提供一种能够进一步抑制失真波的影响的弹性波元件、分波器以及通信模块。

用于解决课题的技术方案

本发明的一个方式涉及的弹性波元件包括基板、多模滤波器以及电容部。基板由作为litao3或linbo3的压电晶体构成。多模滤波器包括位于该基板的上表面的具备具有多个电极指的第一梳齿电极以及与基准电位连接的第二梳齿电极且输入信号的第一idt以及与其相邻的第二idt。电容部包括位于所述基板的所述上表面的、与所述第一idt的所述第一梳齿电极侧电连接的第一对置电极以及相对于该第一对置电极隔开间隔配置并与基准电位连接的第二对置电极。而且，包括(1)或(2)中的任一种结构。

(1)在所述基板中，在将所述压电晶体的z轴向与所述基板的上表面垂直的方向投影的分量从所述基板的下表面朝向上表面的情况下，在所述电容部中，所述第一对置电极以及所述第二对置电极沿着将所述压电晶体的z轴向所述基板的上表面投影的分量的顺方向按所述第一对置电极、所述第二对置电极的顺序进行配置。

(2)在所述基板中，在将所述压电晶体的z轴向与所述基板的上表面垂直的方向投影的分量从所述基板的上表面朝向下表面的情况下，在所述电容部中，所述第二对置电极以及所述第一对置电极沿着将所述压电晶体的z轴向所述基板的上表面投影的分量的顺方向按所述第二对置电极、所述第一对置电极的顺序进行配置。

此外，本发明的一个方式涉及的弹性波元件包括基板、多模滤波器、以及电容部。基板由压电晶体构成。多模滤波器包括位于该基板的上表面的具备具有多个电极指的第一梳齿电极以及与基准电位连接的第二梳齿电极且输入信号的第一idt以及与其相邻的第二idt。电容部包括位于基板的所述上表面的、与所述第一idt的所述第一梳齿电极侧电连接的第一对置电极以及相对于该第一对置电极隔开间隔配置并与基准电位连接的第二对置电极。所述第一对置电极以及所述第二对置电极配置在弹性波的传播方向上，并且所述第一对置电极的弹性波的传播方向上的宽度大于所述第二对置电极的弹性波的传播方向上的宽度。

本发明的一个方式涉及的分波器具备天线端子、与该天线端子电连接的发送滤波器、以及与所述天线端子电连接的接收滤波器，所述发送滤波器具备上述的弹性波元件。

本发明的一个方式涉及的通信模块具备天线、与该天线电连接的上述的分波器、以及与该分波器电连接的rf-ic。

发明效果

根据上述的结构，能够提供一种抑制了失真波的影响的弹性波元件、分波器以及通信模块。

附图说明

图1是示出包括本发明的第一实施方式涉及的分波器的通信模块的信号处理系统的结构的框图。

图2是示出图1的分波器的结构的电路图。

图3是示出包括图2的分波器的多模滤波器的saw元件的俯视图。

图4是示出图3的saw元件与基板的晶体方位的关系的立体图。

图5(a)、图5(b)分别是说明压电基板s内的电场分布的剖视图。

图6是示出用于验证失真波产生原理的模型的简图。

图7是示出用于验证失真波产生原理的模型的简图。

图8是示出用于验证失真波产生原理的测定系统的框图。

图9是示出用于验证失真波产生原理的实测值以及仿真值的线图。

图10是用于说明失真波产生原理的电路图。

图11是示出图3的saw元件的主要部分的俯视图。

图12(a)、图12(b)分别是示出saw元件的变形例的主要部分俯视图以及b-b’线处的部分剖视图。

图13是示出图12所示的电容部的变形例的图。

图14是示出实施例涉及的模型的概略结构的电路图。

图15是示出参考例以及实施例的saw元件中的二次谐波的实测结果的图。

图16是示出参考例、比较例以及实施例的saw元件中的二次谐波的实测结果的图。

图17是示出压电晶体的z轴与电容部的结构的关系的图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式涉及的saw元件以及分波器进行说明。另外，在以下的说明中使用的图是示意性的，图上的尺寸比例等与实际的尺寸比例未必一致。

在变形例等的说明中，有时对于与已经说明的实施方式的结构相同或类似的结构，标注与已经说明的实施方式相同的标号，并省略说明。

＜实施方式＞

(通信模块)

图1是示出本发明的第一实施方式涉及的分波器1(双工器)的利用例(通信模块101)的主要部分的框图。通信模块101进行利用了电波的无线通信。分波器1具有在通信模块101中对发送频率的信号和接收频率的信号进行分波的功能。

在通信模块101中，包含应发送的信息的发送信息信号tis通过rf-ic103进行调制以及频率的上拉(变换为载波频率的高频信号)，从而成为发送信号ts。发送信号ts通过带通滤波器105除去发送用的通带以外的无用分量，并通过放大器107进行放大而输入到分波器1。然后，分波器1从输入的发送信号ts除去发送用的通带以外的无用分量并输出到天线109。天线109将输入的电信号(发送信号ts)变换为无线信号(电波)进行发送。

此外，在通信模块101中，通过天线109接收的无线信号(电波)被天线109变换为电信号(接收信号rs)并输入到分波器1。分波器1从输入的接收信号rs除去接收用的通带以外的无用分量并输出到放大器111。输出的接收信号rs通过放大器111进行放大，并通过带通滤波器113除去接收用的通带以外的无用分量。然后，接收信号rs通过rf-ic103进行频率的下拉以及解调而成为接收信息信号ris。

另外，发送信息信号tis以及接收信息信号ris可以是包含适当的信息的低频信号(基带信号)，例如是模拟的声音信号或数字化的声音信号。无线信号的通带可以是按照umts(universalmobiletelecommunicationssystem：通用移动通信系统)等各种标准的通带。调制方式可以是相位调制、振幅调制、频率调制或它们中的任意两种以上的组合中的任一个。关于电路方式，虽然在图1中例示了直接转换方式，但是也可以设为除此以外的适当的方式，例如可以是双重超外差方式。此外，图1是只示意性地示出主要部分的图，可以在适当的位置追加低通滤波器、隔离器等，此外，还可以变更放大器等的位置。

(分波器)

图2是示出分波器1的结构的电路图。

分波器1具有输入来自放大器107的发送信号ts的发送端子3、从发送信号ts除去发送用的通带以外的无用分量并进行输出的发送滤波器5、以及输入来自发送滤波器5的信号的天线端子7。天线端子7与天线109连接。

此外，分波器1具有接收滤波器9和接收端子11，接收滤波器9从接收信号rs除去接收用的通带以外的无用分量并进行输出，接收信号rs从天线109经由天线端子7输入，接收端子11输入来自接收滤波器9的信号。接收端子11与放大器111连接。

发送滤波器5例如由梯型saw滤波器构成。即，发送滤波器5具有串联地连接在其输入侧与输出侧之间的一个以上(在本实施方式中为3个)的串联谐振器s1～s3和设置在该串联的线与基准电位部之间的一个以上(在本实施方式中为3个)的并联谐振器p1～p3。

在并联谐振器p1、p2、p3与基准电位部g之间设置有电感器l。通过将该电感器l的电感设定为给定的大小，从而能够在发送信号的通过频率的带外形成衰减极而增大带外衰减。这些串联谐振器s1～s3、并联谐振器p1～p3分别由saw谐振器构成。

接收滤波器9例如具有多模滤波器17和串联地连接在其输入侧的辅助谐振器15(有时简称为“谐振器15”。)。另外，在本实施方式中，多模设为包含双模。多模滤波器17具有平衡-不平衡变换功能，接收滤波器9与输出平衡信号的两个接收端子11连接。

也可以在发送滤波器5、接收滤波器9以及天线端子7的连接点与基准电位部g之间插入有由电感器等构成的阻抗匹配用的电路。

(saw元件)

图3是示出声表面波(saw：surfaceacousticwave)元件等弹性波元件51(以下，称为saw元件51)的结构的一部分的俯视图。saw元件51例如构成图2所示的分波器1的接收滤波器9，具备具有压电性的基板53、和形成在该基板53上的多模滤波器17、辅助谐振器15、以及电容部70。图3是只示出了多模滤波器17和电容部70的部分的图。此外，在图3中，设纸面的大致整个面为基板53的主面，未显示基板53的外周。

另外，关于saw元件51，可以使任一方向为上方或下方，以下，为方便起见，定义由彼此正交的第一方向d1、第二方向d2、第三方向d3构成的正交坐标系，并且将d3方向的正侧(图3的纸面近前侧)作为上方，使用上表面、下表面等术语。此外，有时也将d3方向称为深度方向。

多模滤波器17例如是纵向耦合型的滤波器，具有排列在saw的传播方向(d1方向)上的多个(在本实施方式中为3个)idt(第一idt55、第二idt56、第三idt57)和配置在其两侧的反射器58。接收信号rs输入到3个idt55～57中的位于中央的第一idt55，并从位于第一idt55的两侧的第二idt56、第三idt57输出。

另外，除此之外，saw元件51还可以具有：配置在idt55～57、反射器58、以及电容部70上表面的附加膜；介于idt55～57、反射器58、以及电容部70与基板53之间的粘接层；以及从idt55～57、反射器58、以及电容部70(或附加膜)的上方覆盖基板53的上表面53a的保护层等。此外，在图3中，省略了用于对idt55～57以及电容部70进行信号的输入输出的布线的一部分的图示。进而，将向第一idt55输入信号的一侧的端子称为信号端子(sig)，将输出第二idt56、第三idt57的信号的一侧的端子称为输出端子(out1、out2)。

基板53由压电晶体的基板构成。例如，基板53由铌酸锂(linbo3)单晶等具有压电性的单晶的基板构成。更优选地，基板53由旋转y切割-x传播的litao3基板或linbo3基板构成。在此，作为使用了旋转y切割-x传播的压电晶体的情况下的例子，对于42°旋转y切割-x传播的压电晶体，在图4示出构成基板53的压电晶体的晶轴(x轴、y轴、z轴)与idt55～57、反射器58、以及电容部70的各种电极的配置的关系。图4是示出saw元件1的概略结构的立体图，省略了一部分的构成要素的图示。如图4所示，使沿着idt55～57的排列方向(d1方向)的方向与基板53的压电晶体的x轴一致。

返回到图3，idt55～57由形成在基板53的上表面53a的导电图案(导电层)构成。第一idt55具有第一梳齿电极59a以及第二梳齿电极59b，第二idt56具有第一梳齿电极59c以及第二梳齿电极59d，第三idt57具有第一梳齿电极59e以及第二梳齿电极59f。

另外，以下，有时将第一梳齿电极59a、59c、59e以及第二梳齿电极59b、59d、59f简称为梳齿电极59，而不对它们进行区分。此外，对于第一梳齿电极59a涉及的结构等，有时会像“第一汇流条61a”等那样附加“第一”以及“a”，对于第二梳齿电极59b涉及的结构等，有时会像“第二汇流条61b”等那样附加“第二”以及“b”，此外，有时也会省略“第一”、“第二”、“a”、以及“b”。对于第一梳齿电极59c、59e以及第二梳齿电极59d、59f也是同样的。

各梳齿电极59具有彼此对置的两根汇流条61、从各汇流条61向另一个汇流条61侧延伸的多个电极指63、以及在多个电极指63之间从各汇流条61向另一个汇流条61侧延伸的多个虚设电极65。而且，一对梳齿电极59配置为多个电极指63彼此啮合(交叉)。

另外，saw的传播方向由多个电极指63的朝向等来规定，在本实施方式中，为方便起见，有时以saw的传播方向为基准对多个电极指63的朝向等进行说明。

汇流条61例如形成为以大致固定的宽度在saw的传播方向(d1方向)上呈直线状延伸的长条状。而且，一对汇流条61在与saw的传播方向交叉(在本实施方式中为正交)的方向(d2方向)上对置。此外，一对汇流条61例如彼此平行，一对汇流条61之间的距离在saw的传播方向上固定。

多个电极指63形成为以大致固定的宽度在与saw的传播方向正交的方向(d2方向)上呈直线状延伸的长条状，并以大致固定的间隔排列在saw的传播方向(d1方向)上。一对梳齿电极59的多个电极指63的间距p(例如，电极指63的宽度的中心间距离)例如设置为与想要使其谐振的频率下的saw的波长λ的半波长相等。波长λ例如为1.5μm～6μm。

多个电极指63的长度(前端的位置)例如设为彼此相等。此外，多个电极指63的宽度w例如设为彼此相等。另外，这些尺寸可以根据saw元件51要求的电特性等而适当地进行设定。例如，宽度w相对于多个电极指63的间距p为0.4p～0.7p。

多个虚设电极65例如形成为以大致固定的宽度在与saw的传播方向正交的方向(d2方向)上呈直线状延伸的长条状，并配置在多个电极指63之间的中央(以与多个电极指63相等的间距进行排列)。而且，一方的梳齿电极59的虚设电极65的前端与另一方的梳齿电极59的电极指63的前端隔着缝隙67(第一缝隙67a、第二缝隙67b)对置。虚设电极65的宽度(d1方向)例如与电极指63的宽度w相等。多个虚设电极65的长度(d2方向)例如彼此相等。

多个缝隙67的数目与多个电极指63的根数相同。此外，多个缝隙67的宽度w1与多个电极指63的宽度以及多个虚设电极65的宽度相等，此外，在缝隙67彼此间彼此相等。多个缝隙67的长度d1(d2方向的大小。以下，有时将缝隙的长度称为“缝隙长度”。)在缝隙67彼此间彼此相同。缝隙长度d1也可以根据saw元件51要求的电特性等而适当地进行设定。例如，缝隙长度d1为0.2λ～1.2λ。

idt55～57例如由金属形成。作为该金属，例如可举出al或以al为主成分的合金(al合金)。al合金例如是al-cu合金。另外，idt55～57也可以由多个金属层构成。idt55～57的厚度可以适当地设定。

当通过第一idt55对基板53施加电压时，会在基板53的上表面53a附近诱发沿着上表面53a在d1方向上传播的saw。此外，saw被电极指63反射。而且，形成以电极指63的间距p为半波长的驻波。该驻波与相邻的第二idt56、第三idt57分别进行纵向耦合，并被变换为频率与该驻波相同的电信号而被电极指63从第二idt56、第三idt57导出。更具体地，经由与第一idt55的第一梳齿电极59a连接的电布线输入的信号经由分别与第二idt56以及第三idt57的第一梳齿电极59c、59e连接的电布线输出。另外，idt55～57的第二梳齿电极59b、59d、59f与基准电位(referencepotential：rp)连接。作为rp，能够例示接地电位。这样，多模滤波器17作为滤波器发挥功能。

反射器58由形成在基板53的上表面53a的导电图案(导电层)构成，多个电极指隔开间隔形成，使得在俯视下电极指之间的间隙呈狭缝状。即，反射器57具有在与saw的传播方向交叉的方向上彼此对置的一对汇流条(省略标号)以及在这些汇流条之间在与saw的传播方向正交的方向(d2方向)上延伸的多个电极指(省略标号)。反射器57的多个电极指以与idt55的多个电极指63大致相等的间距进行排列。

(用于抑制失真波的结构)

saw元件51除了上述的基本的结构以外，还为了抑制失真波对sn比造成的影响而具有电容部70。

电容部70由形成在基板53的上表面53a的导电图案(导电层)构成，是所谓的缝隙型(gaptype)的蓄电器(condenser)。具体地，电容部70具有彼此对置的第一对置电极71a以及第二对置电极71b。对置电极71例如形成为以大致固定的宽度在saw的传播方向(d1方向)上呈直线状延伸的长条状，并在与saw的传播方向(d1方向)正交的方向(d2方向)上隔着第三缝隙73对置。

第一对置电极71a与作为第一idt55的输入侧的梳齿电极的第一梳齿电极59a电连接，第二对置电极71b与基准电位连接。另一方面，关于从第一对置电极71a到第二对置电极71b的方向，像后面说明的那样，可与基板53的压电晶体的晶轴(z轴)相关联地决定。在使用了该旋转y切割-x传播的基板53的本例子中，沿着将z轴投影到由d1方向和d2方向形成的面(基板53的上表面53a)时的分量(面方向分量)的顺方向，依次配置有第一对置电极71a和第二对置电极71b。即，从第一对置电极71a朝向第二对置电极71b的方向成为-d2方向。另外，关于将z轴向与上表面53a垂直的方向投影时的分量(厚度方向分量)，在本例子中，从基板53的下表面53b(参照图4)侧朝向上表面53a侧的方向为顺方向。

(其它的谐振器等的结构)

图2所示的谐振器15、构成发送滤波器5的串联谐振器s1～s3、并联谐振器p1～p3例如能够由如第一idt55所示的idt和配置在其两端的两个反射器构成。

多个谐振器15以及发送滤波器5例如一同设置在一个基板53的上表面53a，saw的传播方向彼此相同。另外，图2是电路图，因此未统一saw的传播方向而对谐振器15等进行了图示。

(失真波的产生原理)

在此，对多模滤波器17中的失真波的产生原理进行探讨。当通过电极对压电晶体施加电场时，会由于介电常数的二次非线性特性而流过与该电场相应的失真电流，并作为失真波而输出到外部。虽然其基本原理很简单，但是在实际的saw器件、附加电容中，会由形成在压电晶体表面的idt、叉指电极在压电晶体的内部激励电场，因此电场不是简单的形式，而是具有面方向分量和深度方向分量。对于该电场，与各向异性的介电常数的非线性特性对应地产生各自所引起的失真电流(面方向效应、深度方向效应)。实际观察的失真波是包含这些失真电流的相位(极性)的总和。

以如下的saw器件为模型，对失真波的产生原理进行探讨，在该saw器件中，作为压电基板s，使用了旋转y切割-x传播的压电晶体，并在其表面形成多个电极指f，使得在x轴(d1方向)方向上排列。在该例子中，旋转角设为超过0°且小于90°。在图5示出电极指f在压电基板s的内部激励的电场e的形状。图5(a)、图5(b)分别是沿着saw传播方向(x轴方向、d1方向)的面处的剖视图。图5(a)是输入信号的电极指fs与连接到基准电位的电极指fr交替地以固定周期配置的部分的部分剖视图。这例如相当于idt的中央附近。

另一方面，图5(b)是未交替地配置电极指fs和电极指fr的部分的剖视图，具体地，示出隔着电极指fs，一侧仅为电极指fr的情况。这样的排列例如相当于从idt的端部至反射器的区域。

另外，将最接近该只有电极指fr的部分的电极指fs所位于的部分称为边界部分，并将该电极指fs称为端部电极指fb。另外，为了容易理解，对电极指fs附加斜线。此外，在图5(b)中，将配置有反射器的区域图示为区域1。

在使用这样的电极指f时，电场e在从高电位侧朝向低电位侧那样的方向上被激励。另外，虽然为了使说明简单而记述为对电极指f施加静电压，但是实际施加在电极指f的信号是高频的交流信号，今后的说明对应于交流信号的某个瞬间的状态。具体地，图示了电极指fs作为正电极、电极指fr作为负电极而动作的瞬间的状态。在图5(a)所示的情况下，电极指fs、fr交替地配置，因此在一个电极指f的两侧产生的电场e具有对称性。另一方面，在图5(b)所示的情况下，电极指fs、fr未交替地配置，因此可设想在端部电极指fb的两侧产生的电场将变得不对称。

在此，在litao3基板、linbo3基板中，晶体的z轴方向上的介电常数的非线性特性大，因此z轴方向上的电场对失真电流的贡献大。在此，关于使用了例示的旋转y切割-x传播的压电晶体s的情况下的z轴方向上的分量，如果以正交坐标系来看，则由d2方向上的分量和d3方向上的的分量构成，不包含d1方向上的分量(参照图4)。因此，将电场e分为作为面方向分量的电场ed1、ed2和作为深度方向分量的电场ed3。电场ed1是在图5(a)、图5(b)的纸面的左右方向上延伸的分量，电场ed2是在与图5(a)、图5(b)的纸面垂直的方向上延伸的分量，电场ed3是在图5(a)、图5(b)的纸面的上下方向上延伸的分量。

在此，从相邻的电极指f的一方朝向另一方的电场ed1与z轴垂直，不具有z轴方向分量，对失真电流的贡献小。相对于此，电场ed3具有z轴方向上的分量，因此对失真电流的产生有贡献。

在图5(a)中，隔着电极指f的两侧的电场e具有对称性，因此在各电极指f中产生的电场ed3大小相同且极性正负交替。可是，起因于二次非线性特性的失真电流的方向(极性)不取决于电场的朝向，只取决于晶体的方位，因此在图5(a)所示的情况下，由电场ed3产生的失真电流中的、出现在电极指fs的失真电流和出现在电极指fr的失真电流的大小相同且方向也相同。该两个失真电流彼此抵消，因此在电极指fs和电极指fr交替地排列的通常的idt中，由介电常数的二次非线性特性产生的失真电流小。

另外，在该图中，假设了在z轴正方向上产生二次的失真电流，但是在实际的压电晶体中根据非线性系数的符号还存在在负方向上产生的情况。在以下的说明中，虽然也假设在z轴正方向上产生二次的失真电流，但是在负方向上产生的情况下只要将整体的符号反转即可，因此相同的说明也成立。此外，在图中，用虚线表示失真电流，用粗实线表示电场e，用细实线表示包含电场e的z轴分量的电场ed3。

相对于此，在图5(b)所示的例子中，电场e在端部电极指fb的两侧成为非对称。这是因为，在端部电极指fb的两侧(图面的左右方向)，电极指f的电位不对称。具体地，在比边界部分更靠近只排列有电极指fr的部分(区域1)的电极指fr的一侧，电力线扩张，会在端部电极指fb附近引起电场集中，电场e变成非对称。

像这样，电场e在端部电极指fb附近变得比最接近边界部分的电极指fr附近大，从而与此相伴的电场ed3也产生差异，在端部电极指fb产生的失真电流变得比在最接近边界部分的电极指fr产生的失真电流大，不能相互抵消。因此，净失真电流作为失真波而输出到外部。具体地，在该例子中，在从连接于基准电位的一侧输入信号的输入信号端子sig侧产生失真电流。本发明的发明人通过反复研究弄清了这样的失真波的产生原理。

另外，以上为了使失真电流的产生原理容易理解而进行了简化的说明，但更准确来说，需要根据电极指f激励的电场分布和嵌入了压电基板s内的介电常数的二次非线性特性的各向异性方程式求出在电极指f之间产生的失真波。但是，像后面说明的那样，通过上述的想法能够大致完全地说明实测的失真波的特性。

(失真波产生原理的验证)

在此，对确认上述的失真波产生原理的实验结果进行说明。在图6示出制作的器件的概要。器件基本上成为两个带状的电极隔开某个缝隙的间隔进行配置的叉指电容器。在本实验中，除了参考用的对称形状(“对称模型”)的电极以外，为了确认起因于电极的非对称性的失真波，还制作了两种非对称模型1、2涉及的叉指电容器。非对称模型1将单侧的带状的电极的宽度增大，非对称模型2使单侧的电极成为像反射器那样短路的多个带。其用于模拟在后面说明的多模滤波器的第一idt55的端部。压电基板s使用了42°y切割-x传播的litao3基板。此外，对于上述的各模型，针对将该叉指电容器的两个电极的排列方向相对于x轴设为0°的情况和设为90°的情况分别进行了制作。

将制作的器件的规格汇总并示于表1。

[表1]

在表1中，除了每个器件的规格以外，对于每个器件，还对是否产生由电场的面方向分量ed2造成的失真和由电场的深度方向分量ed3造成的失真示出了按照上述的失真波产生原理设想的结果。另外，在将叉指电容器的两个电极的排列方向相对于x轴设为90°的情况下，可设想，如图7(a)所示，排列方向为d2方向，具有d2方向(面方向)上的电场分量ed2，电场e包含z轴方向分量。即，在叉指电容器的两个电极的排列方向为90°的情况下，在全部的模型中产生由电场的面方向分量ed2造成的失真波，除此以外，在非对称模型1、2的情况下，还产生由深度方向上的电场分量ed3造成的失真波。因此，可设想，非对称模型1、2的失真波是它们合成的失真波，会变得复杂。

另外，图7是沿着与saw的传播方向(d1，x)正交的方向的剖视图。

在图8示出用于对由于二次非线性特性而产生的失真波(二次谐波)进行评价的评价系统的框图。在该评价系统中，在信号产生器中产生给定的功率的信号，将该信号经由功率放大器、隔离器、定向耦合器输入到测定对象的器件(dut)，将来自dut的反射波经由定向耦合器输入到滤波器(hpf)，通过频谱分析仪(sa)只对反射波包含的二次谐波分量进行测定。hpf是为了防止从dut反射过来的输入信号输入到sa而插入的。另外，输入信号的功率为22dbm，频率f0为1750～1950mhz。因此，二次谐波2f0的频率为3500～3900mhz。

此外，虽然在图8未进行图示，但是为了降低反射波的影响，在图8所示的评价系统的各处插入有适当的衰减等级的衰减器。

在图9(a)示出失真波(二次谐波)输出的测定结果的一个例子。在图9(a)中，横轴表示输入信号的频率，纵轴表示失真波(二次谐波)的输出，并用实线表示0°配置的情况下的对称模型的测定结果，用虚线表示0°配置的情况下的非对称模型1的测定结果，用单点划线表示0°配置的情况下的非对称模型2的测定结果。

因为叉指电容器的两个电极的排列方向是0°的情况，所以可预测，在对称模型的情况下不产生失真波，在非对称模型1、2的情况下产生由电场的深度方向分量造成的失真。测定结果也与预测一致，在对称模型的情况下失真波变得非常小，相对于此，在非对称模型1、2的情况下，产生了-82dbm左右的失真波。在此，应关注的方面是，在非对称模型1、2中产生的失真波为大致相同的强度。这表示，在叉指电容器的单侧的电极的宽度宽的情况和设为像反射器那样短路的多个带的情况下，在压电基板s中激励的电场的非对称性相同。

接着，在图9(b)示出在表1中示出的六种器件的失真波(二次谐波)的3500～3900mhz的范围内的输出的平均值。在图9(b)中，横轴表示六种器件，纵轴表示二次谐波的输出。实线表示各器件的实测值，虚线表示仿真结果。

仿真像以下那样进行。首先，通过有限元法(fem)求出器件的电极在压电基板内激励的电位分布。接着，基于压电基板内的介电常数的二次非线性特性(二次非线性介电常数)，求出上述电位分布激励的二次谐波的电通量密度的分布。最后，基于该电通量密度，通过fem求出二次谐波的电位分布。这样，能够计算出在任意的形状、配置的电极产生的二次谐波的强度。即，是按照失真波产生原理的仿真，该仿真推测了失真波是根据电位分布以及由其形成的电场的分布而产生的。

另外，在仿真中，只使压电晶体(42°y切割-x传播的lito3基板)的z轴方向上的介电常数为非线性，设其它轴方向上的非线性小，从而进行了计算。

仿真结果与实测值很好地一致，因此能够确认上述的失真产生原理的想法正确。

另外，关于对称模型中的排列方向为0°的情况，实测值与仿真值相背离。这起因为，在仿真中预测不会产生失真波，相对于此，实测值中的失真波的测定极限为-100dbm左右。即，实际上失真波基本未产生，只不过是成为测定极限以下的失真波，因此背离，可认为与仿真结果一致。

此外，与叉指电容器的两个电极的排列方向为0°时的非对称模型1、2的失真波的输出相比，将叉指电容器的两个电极的排列方向设为90°时的对称模型的失真波的输出大。据此可推测，在该压电基板s中，由电场的面方向分量造成的失真波比起因于电场的深度方向分量的非对称性的失真波更大，对于失真波的大小，与像非对称模型1、2那样由调整电极指的形状造成的影响相比，调整电极指的配置方向的影响更大。

此外，在配置方向为90°的情况下的非对称模型1、2的器件的情况下，由电场的面方向分量造成的失真波与由电场的深度方向分量造成的失真波这两者以同相位产生，因此失真波彼此相互增强，成为大的失真波输出。相反，在连接于信号侧的电极以及连接于基准电位侧的电极的配置与此次制作的器件相反的情况下，产生如图7(b)所示的由电场的面方向分量造成的失真波，极性变得与图7(a)所示的情况相反。而且，在图7(b)所示的电极配置中，若将基准电位侧的电极的宽度设为像非对称模型1、2那样，则可预测，由电场的面方向分量造成的失真波和由电场的深度方向分量造成的失真波这两者以反相位产生，因此失真波彼此相互减弱，与对称模型的情况相比，失真波输出减小。

(失真产生原理向多模滤波器17的应用)

在图10示出关注第一idt55～第三idt57的静电电容而将多模滤波器17表示电路图的图。第一idt55作为输入idt发挥功能，一方的梳齿电极59a与信号端子sig连接，另一方的梳齿电极59b与接地电位(参照电极rp)连接。此外，与第一idt55相邻的第二idt56、第三idt57作为输出idt发挥功能，一方的梳齿电极59d、59f与接地电位连接，另一方的梳齿电极59c、59e与输出端子out1、out2连接。

另外，图2、图3、图4以及图10所示的多模滤波器17是所谓的3idt类型的多模滤波器的例子，第二idt56、第三idt57与输出端子out连接，但是不限定于此。例如，在3idt类型以外的类型的多模滤波器中，第二idt56、第三idt57有时未必作为输出idt发挥功能。在该情况下，只要第二idt56、第三idt57与第一idt55相邻，且第二idt56、第三idt57的一方的梳齿电极59d、59f成为接地电位，以下的说明就同样成立。

考虑多模滤波器17使用于分波器1的接收侧的滤波器的情况。在分波器1中成为问题的失真波是在强发送信号输入到分波器1时产生的。发送信号ts的频率在接收侧的多模滤波器17的通带外，因此成为与多模滤波器17的idt55～57的谐振频率分离的频率。因此，idt55～57不会引起谐振，犹如作为电容元件的叉指电容器(c1～c3)那样动作。即，第一idt55作为连接在信号端子sig与接地电位rp之间的叉指电容器c1进行动作。此外，与第一idt55相邻的第二idt56、第三idt57成为叉指电容器c2、c3，其中，一方的梳齿电极59d、59f与接地电位连接，另一方的梳齿电极59c、59e成为通过与梳齿电极59d、59f的静电电容而与接地电位耦合的电位。

在此，探讨从第一idt55的梳齿电极59a观察，第二idt56、第三idt57的梳齿电极59为怎样的电位。首先，第二idt56、第三idt57的梳齿电极59d、59f与接地电位连接。此外，第二idt56、第三idt57的梳齿电极59c、59e是通过接地电位与梳齿电极59d、59f的静电电容而与接地电位耦合的电位，与信号端子sig的电位比较，成为能够近似为大致与接地电位相等的值。第二idt56、第三idt57的第一梳齿电极59c、59e中的、第一idt55侧的电极指63、和第一idt55的第二idt56、第三idt57侧的电极指63也形成电容器c4、c5，产生静电电容。然而，电容器c4、c5的静电电容为一对电极指63的量。相对于此，第二idt56、第三idt57的电极指的根数通常为几十根，因此电容器c2、c3的静电电容相对于电容器c4、c5的静电电容充分大。由此，无需考虑电容器c4、c5，从第一idt55的梳齿电极59a观察，第二idt56、第三idt57的梳齿电极59c、59e大致成为接地电位(rp)。即，可认为，从第一idt55的梳齿电极59a观察，第二idt56、第三idt57的梳齿电极59可大致视为接地电位。

因此，在图3所示的多模滤波器17中，可推测，第一idt55与第二idt56、第三idt57中的最靠近第一idt55侧的电极指63的电位的状态成为与图5(b)相同的状况。即，第一idt55的第一梳齿电极59a中的位于最外侧的电极指63为端部电极指fb，第二idt56、第三idt57的电极指f相当于位于边界部分的左侧(区域1)的电极指fr。

根据以上，认为，在多模滤波器17中，在第一idt55与第二idt56之间以及第一idt55与第三idt57之间，起因于基板53内部的电场成为非对称而产生的、从基准电位rp侧朝向信号端子sig侧的失真电流是在多模滤波器17中产生失真波的理由。该失真电流的大小由电极指63的交叉宽度和输入端子in与基准电位的电位差决定。另外，在不是idt而是反射器与第一idt55相邻的情况下，也能够构成电场集中在信号端子sig侧的非对称性，因此会产生与idt相邻的情况相同的失真电流。特别是，在反射器连接在基准电位rp侧的情况下，成为与上述的说明完全相同的状况。

另外，上述的说明是对一个信号(发送信号ts)输入到多模滤波器17的情况进行的说明，但在与该发送信号ts同时输入通过与发送信号ts的频率相加或相减而成为接收信号的频带的干扰信号的情况下，该两个信号会根据上述的二次失真波产生原理而混合，从而产生接收信号的频带的失真波。由于该失真波是接收信号的频带，因此会通过多模滤波器17，成为使接收信号的sn比变差的、所谓的互调失真(imd：inter-modulationdistortion)。

基于以上的产生原理，发明人想出了以下说明的失真波的降低方法。即，想到了，因为多模滤波器17的失真波作为高频信号进行输出，因此如果在滤波器17或分波器1内设置产生与该失真波具有相等的强度且相位相差180°的失真波的要素，就可通过将信号相互抵消，从而降低输出到外部的失真波。在本实施方式中，如图3所示，通过由电容部70形成新的失真波，从而抵消了来自多模滤波器17的失真波。

(抵消来自多模滤波器的失真波的原理)

使用图11和图7(b)对通过电容部70来抵消来自多模滤波器17的失真波的原理进行说明。图11是示出图3所示的saw元件1的一部分的结构的主要部分概略俯视图。在图11中，省略了第三idt57、反射器58等的图示。

如上所述，在从信号端子sig侧流出的方向上从多模滤波器17输出失真电流。在saw元件51中，如图3以及图11所示，在多模滤波器17的信号端子sig连接有电容部70。该电容部70在与多模滤波器17的电极指63的排列方向相差90°的方向上排列两个对置电极71a、71b而成。换言之，电容部70在与多模滤波器17中的弹性波的传播方向相差90°的方向上排列两个对置电极71a、71b而成。即，该电容部70作为在图6中示出的配置方向为90°的对称模型的叉指电容器进行动作。但是，连接到信号端子侧的对置电极71a和连接到基准电位的对置电极71b的排列方向相反。因此，图11的a-a线处的截面中的电场以及失真电流的状态变得与图7(b)所示的状态相同。

如图7(b)所示，构成电容部70的对置电极71a、71b排列在与多模滤波器17的电极指63的排列方向相差90°的方向上，因此电场的面方向分量具有基板53的压电晶体的z轴方向上的分量。因此，如图7(b)所示，从信号端子sig侧向基准电位rp侧输出失真电流。

即，从电容部70输出与在多模滤波器17中产生的输出到信号端子sig侧的失真电流相位相差180°的失真电流。调节对置电极71a、71b的交叉宽度、间隔，使得由该电容部70造成的失真电流的大小与在多模滤波器17中产生的失真电流大致相同，从而能够使失真电流彼此抵消，能够降低失真波的输出。

在此，用于像电容部70那样通过起因于电场的面方向分量的失真电流来抵消从多模滤波器17输出的失真电流的基板53上的配置的方向性，根据压电基板的晶体方位、切角、极性、形成滤波器的基板上的朝向而改变，因此需要对每种情形按照在本发明中说明的原理来决定配置的方向性。

另外，在分波器1中，发送信号ts的强度比接收信号rs的强度高，因此降低起因于发送信号ts的失真波对提高分波器1的特性的贡献大。此外，如上所述，对于由多模滤波器17产生的失真波，包含晶体方位的z轴方向上的分量的、电场的d2方向和d3方向的贡献大。在上述的例子中，以d3方向(深度方向)为主。作为来自d2方向的失真，可设想由电极指63和与其对置的虚设电极67的缝隙造成的失真。然而，在多模滤波器17中，一般来说电极指63的根数少且d2方向上的缝隙位置也少，因此来自d2方向的失真比来自d3方向的失真小。因此，主要着眼于来自d3方向的失真波而设计的电容部70适合于多模滤波器17，能够有效地抵消由多模滤波器17产生的失真。

作为抑制二次失真波的方法，如国际公开2014/133084号公报所示，已知有对谐振器进行分割并使配置方向相反而进行连接的、所谓的逆相分割的方法。但是，在多模滤波器17中，二次失真波的大部分起因于上述的idt端部的非对称性而产生，因此在形成于相同的基板上的情况下，会与配置方向无关地产生相同极性的失真波。因此，不能应用基于逆相分割的失真的降低方法。相对于此，根据本发明，第一次弄清了来自多模滤波器17的失真波的产生原因，因此能够有效地降低失真波。

(变形例1：电容部75)

在上述的saw元件51中，对通过使电容部70输出起因于面方向上的电场的失真电流来降低失真波的例子进行了说明，但是也可以代替电容部70，通过输出起因于深度方向上的电场的失真电流的电容部75来降低失真波。该电容部75作为在图6中示出的配置方向为0°的对称模型的叉指电容器进行动作。

使用图12对电容部75的结构进行说明。图12(a)是示出多模滤波器17的一部分和电容部75的俯视图。与图11同样地，省略了多模滤波器17的一部分结构的图示。电容部75具备第一对置电极76a和第二对置电极76b。电容部75与电容部70的不同点在于，对置电极76a、76b的配置方向不同，且第一对置电极76a和第二对置电极76b中的宽度不同。

在电容部75中，连接到输入端子侧的第一对置电极76a和连接到基准电位侧的第二对置电极76b在与saw的传播方向(d1方向，x轴方向)正交的方向(d2方向)上延伸，沿着saw的传播方向隔开间隔进行配置。而且，第一对置电极76a在saw的传播方向上的宽度比第二对置电极76b的宽度大。

使用图12(b)对通过这样的电容部75在基板53内激励的电场进行说明。图12(b)是图12(a)的b-b’线处的剖视图。如图12(b)所示，第一对置电极76a的宽度大，因此在第二对置电极76b侧电场集中，在第一对置电极76a与第二对置电极76b之间，电场e成为非对称。

在多模滤波器17中产生失真的原因在于，从位于输入侧的第一idt55的端部的电极指63观察，作为相邻的输出idt的第二idt56、第三idt57的全部电极指63看上去为基准电位，因此电场集中在第一idt55的最外侧的电极指63。图12(b)所示的结构与此相反，从与基准电位连接的第二对置电极76b观察，信号端子sig侧的第一对置电极76a看上去宽。因此，电场集中在第二对置电极76b，产生极性与图5(b)相反的失真电流。另外，在此使用的电容部75相当于在图6中说明的“配置方向0°-非对称模型1”的叉指电容器。

更详细地，由于电场e在第二对置电极76b侧增强，因此电场e的深度方向分量ed3在第二对置电极76b侧比第一对置电极76a侧大。因此，在连接到输入端子侧的第一对置电极76a和连接到基准电位侧的第二对置电极76b中产生的失真电流变得不同，输出净失真电流。即，电容部75所引起的失真电流输出到基准电位侧。由于从多模滤波器17向信号端子sig侧输出失真电流，因此这两个失真电流的相位相差180°。通过调节对置电极76a、76b的交叉宽度、间隔，使得电容部75所引起的失真电流的大小与在多模滤波器17中产生的失真电流大致相同，从而能够使失真电流彼此相消，能够降低saw元件51的失真波的输出。

另外，在电容部75中，对置电极76a、76b的排列方向为与z轴正交的x轴(d1方向)，因此电场e中的z轴分量只出现在d3方向上，无需考虑起因于面方向上的电场的失真电流。此外，虽然在图12中，使用在-d1方向上依次配置有第一对置电极76a、第二对置电极76b的例子进行了说明，但是由于d1(x轴)方向不具有z轴分量，因此排列顺序不限定于此。例如，也可以在+d1方向上依次配置第一对置电极76a、第二对置电极76b。

此外，在图12中，电容部75在与saw的传播方向交叉的方向上(例如，在d2方向上)位于多模滤波器17的侧方。通过像这样配置，从而电容部75不会受到由多模滤波器17的saw的传播造成的振动的影响，能够作为可靠性高的saw元件。

(电容部75的变形例)

在图12中，对使构成电容部75的对置电极76a、76b的宽度不同的情况进行了说明，但是电容部75只要能够使电场偏向第二对置电极76b侧，就不限定于该例子。

例如，也可以图13(a)所示，在第二对置电极76b的两侧设置宽度宽的第一对置电极76a。即，第一对置电极76a也可以具备第一电极部分76aa和第二电极部分76ab，第一电极部分76aa和第二电极部分76ab在saw的传播方向上隔着第二对置电极76b而配置在两侧。通过设为这样的结构，从而能够产生图12所示的情况的两倍大小的失真电流。多模滤波器17中的失真产生位置为第一idt55与第二idt56之间以及第一idt55与第三idt57之间这两处。因此，如果单纯地假设在多模滤波器17和对置电极76a、76b中电场的偏向情况、发送信号ts等的强度为相同程度，则只要将图13(a)的对置电极76a、76b的对置的宽度(交叉宽度)设定为与多模滤波器17的电极指63相同，就能够大致完全地抵消来自多模滤波器17的失真电流。实际上，电场的偏向情况并不一样，且发送信号ts的强度也不相同，但是通过使用图13(a)的结构，从而能够将saw元件51小型化。

进而，也可以图13(b)所示，使第一对置电极76a为反射器那样的结构。在该情况下，电场的状态接近多模滤波器17，容易使失真电流的大小一致。此外，在用图13(b)所示的结构来实现电容部75的情况下，还能够将第一对置电极76a作为反射器58的一部分。例如，也可以将图3所示的反射器58作为第一对置电极76a，并在其外侧配置与基准电位连接的第二对置电极76b。

(基板53的压电晶轴与电容部70、75的结构的关系)

在上述的例子中，以将旋转y切割·x传播的压电晶体用作基板的情况为例进行了说明，但是也可以使用-旋转y切割·x传播的压电晶体。在该情况下，也只要在考虑了晶轴z轴方向上的电场的大小、极性的基础上对电容部70、75进行设计，就能够达到与如上所述的例子同样的效果。

使用图17对压电晶体的z轴相对于上表面53a的朝向根据基板53的切角等而改变时的电容部70、75的结构进行说明。在图17分为情形1～情形4示出压电晶体的y轴、z轴相对于基板53的上表面53a的关系。在情形1～情形4中，z轴的面方向分量、厚度方向分量的方向的组合不同。

另外，在图17中，a1至a3列、a5列是与图7相同的方向上的剖视图(与saw的传播方向垂直的面处的剖视图)，a4列、a6列是与图5相同的方向上的剖视图(与saw的传播方向正交的方向上的剖视图)。

在此，对从多模滤波器17输出的失真电流的极性进行探讨。从多模滤波器17输出的失真电流是起因于z轴的厚度方向分量的失真电流。因此，如情形1、情形2所示，在z轴的厚度方向分量为朝上(从基板53的下表面53b侧朝向上表面53a侧的朝向)的情况下，失真电流从基准电位rf侧朝向信号端子sig侧。相反，如情形3，情形4所示，在z轴的厚度方向分量为朝下(从基板53的上表面53a侧朝向下表面53b侧的朝向)的情况下，失真电流从信号端子sig侧朝向基准电位rf侧。

据此，在情形1、情形12的情况下，在电容部70、75中产生的失真电流的极性设计为从信号端子sig侧朝向基准电位rf侧。在情形3、情形4的情况下，在电容部70、75中产生的失真电流的极性设计为从基准电位rf侧朝向信号端子sig侧。

对电容部70进行探讨如下，为了从信号端子sig侧向基准电位rf侧产生失真电流，只要如a5列所示，沿着z轴的面方向分量的顺方向依次配置第一对置电极71a、第二对置电极71b即可。对于情形1、情形2，当观察从上表面观察时的电容部70的第一对置电极71a、第二对置电极71b的配置时，虽然第一对置电极71a、第二对置电极71b的配置顺序相反，但是若参照z轴的面方向分量的方向进行考虑，则以相同的顺序进行了配置。

同样地，为了从基准电位rf侧向信号端子sig侧产生失真电流，只要如a5列所示，沿着z轴的面方向分量的顺方向依次配置第二对置电极71b、第一对置电极71a即可。对于情形3、情形4，当观察从上表面进行观察时的电容部70的第一对置电极71a、第二对置电极71b的配置时，虽然第一对置电极71a、第二对置电极71b的配置顺序相反，但是若参照z轴的面方向分量的方向进行考虑，则以相同的顺序进行了配置。

接着，对电容部75进行探讨如下，如a6列所示，通过使第一对置电极76a的宽度比第二对置电极76b宽，从而使信号端子sig侧与基准电位rf侧的电场的偏向方向与多模滤波器17相反，因此自动地产生与多模滤波器17反方向的失真电流。

在图4等的说明中，使用了42°y切割x传播的压电晶体的表面，成为情形1的情况。

另外，在上述的说明中，为了容易理解失真电流的极性，将输入信号的一侧设为信号端子sig侧，将朝向信号端子sig侧的方向设为从基准电位rf侧到信号端子sig侧，将从信号端子sig侧输出的方向设为从信号端子sig侧到基准电位rf侧。然而，“基准电位rf侧”是作为相对于信号端子sig侧的比较对象而使用的，只要连接到比信号端子sig低的电位即可，不需要实际与接地连接。

此外，多模滤波器17的第一汇流条、第二汇流条的配置方向无论是z轴的面方向分量的顺方向还是逆方向，对从多模滤波器17输出的失真电流的极性均没有影响。

此外，在使用了42°y切割x传播基板的情况下，z轴的厚度方向分量和面方向分量成为大小大致相同的矢量，但是也有两者的大小不同的情况。例如，在使用了-10°～-20°y切割x传播基板的情况下，厚度方向分量的矢量的大小增大。在这样的情况下，使用电容部75能够更有效地抑制失真电流。

(其它变形例1：电容部70、75)

在图3、图11、图12中，关于电容部70、75说明了与多模滤波器17的信号端子sig进行直接连接的例子，但是本发明不限于此，例如，还能够连接到与接收滤波器9的多模滤波器17的前级连接的谐振器(图2的15)的更前级、或发送滤波器5侧。这些地方一般会施加比多模滤波器17的信号端子sig高的高频电压，因此即使是小的附加电容也会产生大的失真电流。因此，能够将电容部70、75小型化。由此，能够将器件整体小型化。例如，无需为了增大电容部70、75的电容而使复杂的梳齿电极啮合，即使为单纯的一对对置电极，也能够达到效果。由此，能够消除产生意料之外的失真波的可能性。

(其它变形例2：电容部70、75)

在图3、图11所示的例子中，在电容部70中，使对置电极71a、71b排列在与作为saw的传播方向的x轴方向(d1方向)正交的方向(d2方向)上，但是也可以不像这样相差90°。在基板53的上表面53a，只要在从第一对置电极71a朝向第二对置电极71b的方向上包含来自z轴的电场分量即可，例如，也可以从90°以45°以下的角度倾斜。也可以更优选地使倾斜的角度为30°以下。即，将对置电极71a、71b的排列方向向d2方向投影的分量成为-d2方向即可。

同样地，虽然在图12所示的例子中，电容部75排列为与saw的传播方向大致平行，但是也可以从x轴以45°以下的角度倾斜。

(其它变形例3：电容部70、75)

在上述的例子中，也可以使电容部70、75的各对置电极的长度(对置的宽度、交叉宽度)比多模滤波器17的电极指63的长度长。在多模滤波器17中，在两处产生与电极指63的长度相应的失真电流。因此，通过使电容部70、75的各对置电极的长度比电极指42长，从而能够确保产生电场的区域，能够产生许多反相位的失真电流。

另外，在电容部70、75中，对置电极的宽度的中心间隔也可以比多模滤波器17的电极指43的间距大。通过设为这样的结构，能够防止短路，能够提高可靠性。

(其它变形例4：电容部70、75)

另外，以上对通过将电容部70、75作为新的构成追加在多模滤波器17的外部来抵消从多模滤波器17产生的失真波的方法进行了记述，但是也可以导入到多模滤波器17、或谐振器15的内部。即，也可以代替电容部70、75，使用从谐振器15的虚设电极与激励电极的缝隙产生的失真波进行抵消。在该情况下，也可以认为由谐振器的虚设电极和激励电极形成了90°配置的电容部70。在该情况下，只要考虑z轴来对谐振器15的输入信号侧和输出信号侧的激励电极的配置进行设计即可。

此外，也可以利用多模滤波器17的第一idt的第二梳齿电极的汇流条作为第二对置电极71b，并设置与其隔开间隔配置的连接到信号侧的第一对置电极71a，从而作为电容部70。在该情况下，也可认为形成了本发明的90°配置的电容部70。

进而，也可以将对多模滤波器17的反射器58的一部分进行分割且与基准电位连接的部分用作第二对置电极76b，并在其外侧设置与信号侧连接的宽度宽的第一对置电极76a。在该情况下，也可以认为形成了本发明的0°配置的电容部75。

(其它变形例5：电容部70)

此外，以上构成电容部70的对置电极71的线宽度设为大致相同，但是也可以不同。在该情况下，若调整为产生极性与由面方向分量造成的失真电流的极性相同的失真电流，则可得到更大的失真电流，能够将电容部70小型化。

例如，在如图3、图4所示作为基板53使用42°y切割x传播基板并在其上表面构成电容部70的情况下，只要将第一对置电极71a侧的线宽度设为宽的宽度即可。

(其它变形例6：电容部75)

在图12中，使电容部75在与saw的传播方向交叉的方向上(例如，在d2方向上)位于多模滤波器17的侧方，但是也可以配置在多模滤波器17的saw的传播方向的延长线上。在该情况下，为了抑制由saw造成的振动的影响，也可以用厚的绝缘膜覆盖电容部75。作为这样的绝缘膜，例如能够使用对saw元件进行wlp的情况下的覆盖件。

(其它变形例)

此外，在上述的例子中，电容部70、75以相对于多模滤波器17并联连接的情况为例进行了说明，但是也可以是串联。进而，以上对将电容部70、75中的任一者设置了一个的例子进行了说明，但是也可以设置多个电容部70或多个电容部75。此外，也可以设置电容部70和电容部75这两者。此外，多模滤波器无需像本例子那样限定为3级，也可以是2级，还可以由多于3级的idt进行纵向耦合。

实施例

制作图14所示的saw元件51，对上述的实施方式所示的、基于多模滤波器17与电容元件70、75的组合的失真波抑制效果进行验证。具体地，首先，以如下方式制作多模滤波器17。

压电基板：

材料：litao3

切角：42°y切割x传播

idt55～57：

材料：al-cu

电极指63：

根数(n)：31根

间距(p)：大约2.1μm(λ＝4.2um)

缝隙长度(d)：大约0.6μm

宽度(w)：大约1.05μm

交叉宽度：124μm

谐振频率：900mhz附近

对上述的多模saw滤波器17制作了电容部80。具体地，电容部80的基本构造与电容部70相同。电容部80是使对置电极81a、81b在与saw的传播方向成90°的方向(d2方向)上对置的结构，并使其对置长度从100μm变化至400um。此外，对置电极71a、71b的缝隙为0.75μm。关于电容部70相对于晶体方位的方向(极性)，对相位与在多模滤波器17的第一idt55端部产生的失真波的相位相反(相消)和相同(相互增强)的两种情况进行了试制。在图14示出“相消”的情况下的配置。即，在“相消”的情况下，若将z轴的面方向分量的顺方向设为-d2方向，则使电容部80的从第一对置电极81a朝向第二对置电极81b的方向为-d2方向。

在“相互增强”的情况下，使电容部80的从第一对置电极81a朝向第二对置电极81b的方向为+d2方向。

另外，这些朝向是在本实施例中使用的42°y切割-x传播的litao3基板的情况下的方向，在其它切角的情况下，有可能不同。即使在这样的情况下，只要按照本说明书的内容决定配置方向，就能够控制“相消”、“相互增强”。

此外，作为连接电容部80的位置，分别对多模滤波器17的信号端子sig(a)以及谐振器15的输入侧(b)的情况进行了试制。在表2示出试制的滤波器的规格。

在这些规格之中，滤波器a～c、h～k是本发明的实施例，滤波器d～f、l～n是比较例。

[表2]

从试制的saw元件(滤波器)输出的失真波的测定使用了与图8的测定系统同样的系统。具体地，将saw元件配置在图8的dut，在多模滤波器17的输出侧连接终端器。测定条件如下所述。

输入信号：

功率：22dbm

频率：750～950mhz

计算对象：二次谐波(1500～1900mhz)的功率

在图15(a)示出将电容部80连接在a的情况下的滤波器c的失真波的测定结果，在图15(b)示出将电容部80连接在b的情况下的滤波器i的失真波的测定结果。横轴表示输入信号的频率，纵轴表示二次谐波的输出。在图中，用虚线表示滤波器c、滤波器i的特性，用实线表示未连接电容部80的情况(参考)下的特性。

本实施例的滤波器的通带为900mhz～950mhz左右，在该频带出现失真波的峰。这是伴随着idt55～57的谐振的机械非线性特性所引起的失真波。在除此以外的频率(在图15中为750mhz～900mhz)下idt55～57的振动小，因此在本发明中详细说明的介电常数的非线性所引起的失真波的贡献增大。在将该滤波器使用于分波器1的接收侧滤波器9的情况下，成为问题的信号强度大的输入波是与接收滤波器的通带相比低频侧的发送波。因此，在接收侧的多模滤波器17中产生的失真波中，介电常数的非线性所引起的失真波为主。可知，在作为本发明的saw元件1的滤波器c、滤波器i中，在上述的分波器1的接收侧滤波器9中成为问题的输入频率为750mhz～900mhz的情况下的失真波输出(二次谐波输出)与参考相比得到了降低。

此外，与滤波器c相比，滤波器i能够更有效地降低失真波的输出。推测这是因为，通过将电容部80连接在信号强度强的b的位置，从而能够增大来自电容部80的失真波。

在图16示出各滤波器的失真波输出(二次谐波输出)。在图16中，横轴表示滤波器名称，纵轴表示750mhz～850mhz的二次谐波的强度的平均。可知，在实施例涉及的滤波器a、b、c以及滤波器h、i、j、k中，失真波与参考相比得到了降低。此外，在作为比较例的滤波器d、e、f、滤波器l、m、n中，失真波变得比参考大。这是因为，在电容部80中产生的失真波变得与在多模滤波器17中产生的失真波同相，因此该两个失真波相互增强，从而输出比参考大的失真波。

此外，在图16(a)、图16(b)中，滤波器c、滤波器i的失真波最小。这是因为，在电容部80中产生的失真波和在多模滤波器17中产生的失真波的相位相反且强度大致相同，因此使失真波相互抵消。像这样，通过适当地设定电容部80的对置电极71a、71b的长度，从而能够提高使失真波相互抵消的效果。电容部80根据对置电极81a、81b的缝隙、多模滤波器17的公差宽度或间距、基板53的切角、电极指63的电极厚度等而变化，因此需要在每种情况下导出最佳的长度。关于该导出，除了实际上试制滤波器进行求出的方法以外，还能够通过在图9(a)中说明的仿真来求出。另外，作为将电容部70连接到图14的连接位置b的滤波器的滤波器h、i、j、k能够以短的长度的电容部70得到大的失真降低效果。这是因为，接近滤波器的输入端子的连接位置b的输入信号的强度更大，因此在将电容部70连接于此的情况下，在电容部70中产生的失真波更大。

标号说明

51：saw元件(弹性波元件)，53：压电基板，53a：上表面，53b：下表面，55：第一idt，56：第二idt，57：第三idt，58：反射器，70、75：电容部，71a、76a：第一对置电极，71b、76b：第二对置电极。