一种应用于GSM射频功率放大器的多频输出匹配网络的制作方法

本申请涉及一种射频功率放大器中的阻抗匹配电路，特别是涉及一种应用于GSM模式的射频功率放大器中的阻抗匹配电路。

背景技术：

以手机为代表的移动通讯终端中，射频功率放大器必不可少。射频功率放大器位于发射机的末级，用来将已调制射频信号放大到所需功率值后送天线发射。

当一个电路的特征尺寸(characteristic length)远小于该电路所运行的电磁波的波长时，该电路可用较为简单的集总元件模型(lumped element model，也称集总参数模型，lumped parameter model，lumped component model)来描述。

当一个电路的特征尺寸与该电路所运行的电磁波的波长位于相同或相近的数量级，该电路就要用比较复杂但更为精确的分布元件模型(distributed element model)或传输线模型(transmission line model)来描述。

移动通讯领域的射频功率放大器就需要用分布元件模型和传输线模型来描述，此时阻抗匹配(impedance matching)就成为必须考虑的重要问题。阻抗匹配是指对电路负载的输入阻抗和/或相应信号源的输出阻抗进行设计，以使电路的功率传输最大化和/或使负载端的信号反射最小化。以射频功率放大器为例，通常在信号输入端有输入匹配网络，在信号输出端设计有匹配网络。如果射频功率放大器由多级放大电路级联组成，那么相邻的放大电路之间还可能有级间匹配网络。这些匹配网络就是用来实现阻抗匹配的，然而匹配网络通常只对较小频率范围内的电磁波信号具有较好效果，即具有窄带特性。

GSM(Global System for Mobile Communications，全球移动通讯系统)是第二代移动通讯(2G)协议。目前得到商业应用的GSM频段有4个，分别是GSM-850、E-GSM-900、DCS-1800、PCS-1900。前两个频段的频率范围接近，可合称为GSM低频段。后两个频段的频率范围接近，可合称为GSM高频段。现有的GSM射频功率放大器通常设计有两个通道，分别用于GSM低频段、GSM高频段的射频信号放大，每个通道内都具有独立的匹配网络。

2015年6月出版的《IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques》第63卷第6期有一篇文章《Electrothermal Effects on Performance of GaAs HBT Power Amplifier During Power Versus Time(PVT)Variation at GSM/DCS Bands》，作者是Liang Lin等。这篇文章的图3(a)给出了一种由GaAs(砷化镓)HBT实现的射频功率放大器，可用于E-GSM-900频段和DCS-1800频段。这篇文章并没有给出匹配电路的具体实现方式，由于所涉两个频段的频率差别很大，需要两个这样的射频功率放大器组成双通道才能实现双频段的覆盖。

请参阅图1，这是一种现有的射频功率放大器的输出匹配网络。为了清楚地描述电路功能，也示意性地表示出了放大电路和负载。

所述放大电路例如包括两个晶体管，通常选用HBT(异质结双极晶体管)。晶体管一H1的基极作为输入端in，发射极接地，集电极通过电容五C5连接晶体管二H2的基极，该集电极还连接负载电感一LD1。晶体管二H2的发射极接地，集电极同时连接电感一L1和电感二L2。

所述负载通常是指天线，这里用依次串联的负载电感一LD1、负载电感二LD2和负载电容C1来表示，其中负载电感一LD1的另一端连接晶体管一H1的集电极，负载电容C1的另一端接地。

所述输出匹配网络包括电感一L1至电感四L4、电容二C2至电容四C4、寄生电感二LP2至寄生电感四LP4。电感一L1、电感二L2、电感三L3、电感四L4依次串联，其中电感一L1的另一端连接负载电感二L2与负载电容C1之间，电感四L4的另一端作为输出端out。电感一L1与电感L2之间还连接晶体管二H2的集电极。电感二L2与电感三L3之间还通过串联的电容二C2和寄生电感二LP2接地。电感三L3和电感四L4之间还通过串联的电容三C3和寄生电感三LP3接地。输出端out还通过串联的电容四C4和寄生电感四LP4接地。

图1所示的输出匹配网络用来将50欧姆的阻抗转化成2至3欧姆的阻抗提供给放大电路。该匹配网络中采用了三级低通滤波(low pass filter)结构，电感二L2与电容二C2和寄生电感二LP2构成了第一级LC低通滤波器，电感三L3与电容三C3和寄生电感三LP3构成了第二级LC低通滤波器，电感四L4与电容四C4和寄生电感四LP4构成了第三级LC低通滤波器。这个三级低通滤波结构通过选取各元件参数来设置各自的谐振频率，可用来抑制特定频率的谐波及高频分量，例如用来抑制二次谐波、三次谐波等。

图1所示的输出匹配网络在制造时，放大电路通常采用半导体芯片，晶体管制造在芯片上，电容五C5可以是片上电容。芯片装配在基板(laminate)上，基板是一种印刷电路板。芯片与基板的电性连接通常是由打线接合(wire bongding)工艺制造的金属连线实现的。两个负载电感以及匹配网络中的电感一L1至电感三L3通常是由基板中的金属线实现的，电感四L4由于电感值较大通常采用表面贴装器件(SMD，surfacemount device)的电感。负载电容C1以及匹配网络中的电容二C2至电容四C4通常也是采用表面贴装器件的电容。表 面贴装器件采用表面安装技术(SMT，surfacemount technology)装配在基板上。寄生电感二LP2至寄生电感四LP4的感值较小，通常是由基板上的过孔(via，vertical interconnect access)实现的。在印刷电路板中，过孔用来电学连接不同层的电路，其自身也具有寄生电感。

图1所示的输出匹配网络仍然具有窄带特性，如果应用于GSM射频功率放大器，需要在两个通道内均设置图1所示的输出匹配网络。这就意味着双倍的硬件成本，并占用双倍的基板面积。此外，表面贴装器件的电感、电容不够精确，很容易使输出匹配网络偏离原本设计的2至3欧姆阻抗的目标。

现有的射频功率放大器也有采用变压器作为输出匹配网络的。

申请公布号为CN101741326A、申请公布日为2010年6月16日的中国发明专利申请《RF功率放大器》中，记载了采用变压器作为功率放大晶体管和负载之间的阻抗匹配电路。

申请公布号为CN101951232A、申请公布日为2011年1月19日的中国发明专利申请《射频功率放大器》中，记载了采用变压器来完成射频功率放大器的输出匹配。

申请公布号为CN102142819A、申请公布日为2011年8月3日的中国发明专利申请《基于变压器的射频功率放大器》中，记载了采用变压器实现射频功率放大器的输出端的阻抗匹配。

在射频功率放大器中使用变压器作为阻抗匹配电路是常用手段，其优点在于宽带特性，即对较大频率范围内的电磁波信号具有较好的阻抗匹配效果。然而采用变压器作为阻抗匹配电路也存在如下技术难题。

其一，采用变压器匹配后的阻抗会随着输入信号的频率变化而变化。阻抗(electrical impedance)是一个复数，包括实部和虚部。阻抗的虚部变化会影响射频功率放大器的效率。因此采用变压器作为阻抗匹配电路，只能在有限的频段实现高效率，通常用于对功放效率要求不高的场合例如放大wifi信号。在GSM射频功率放大器中，对效率要求非常高，要求在GSM低频段和GSM高频段都取得虚部小的阻抗。现有的变压器作为阻抗匹配网络使用时，通常未考虑抑制阻抗虚部的需求。

其二，宽带射频功率放大器最严重的问题就是谐波干扰。在GSM射频功率放大器中，对于高次谐波泄露的要求是小于-40dBm。现有的变压器作为阻抗匹配网络使用时，很难达到这个要求。

技术实现要素：

本申请所要解决的技术问题是提供一种应用于GSM射频功率放大器的多频输出匹配网络，具有宽带特性，对较大频率范围内的电磁波信号具有较好的阻抗匹配效果。

为解决上述技术问题，本申请提供的应用于GSM射频功率放大器的多频输出匹配网络包括一个变压器。该变压器的初级线圈采用一个具有中间抽头的绕组，该中间抽头连接工作电压；初级线圈两端作为输出匹配网络的一对差分输入端，分别接收放大电路输出的一对差分信号；该变压器的次级线圈采用一个绕组，一端输出的单端信号，另一端接地。

该变压器的初级线圈还并联一个LC谐振电路。

该变压器的次级线圈的输出端还连接一个LC低通滤波电路后作为输出匹配网络的单端输出端。

上述输出匹配网络中，变压器二用来将放大电路输出的一对差分信号转换为一个单端信号，同时进行阻抗匹配。LC谐振电路用来抑制谐波。LC低通滤波电路，用来滤除谐波及高频分量。

本申请取得的技术效果是提供了一种应用于GSM射频功率放大器的多频输出匹配网络，可以在较宽频率范围内提供阻抗匹配，即支持多个频段。所述输出匹配网络在GSM低频段和GSM高频段的阻抗都具有很小的虚部，因此在GSM低频段和GSM高频段都能取得很高的效率。所述输出匹配网络还具有良好的高次谐波抑制效果，能够满足GSM射频功率放大器对谐波抑制的要求。

附图说明

图1是一种现有的射频功率放大器的输出匹配网络的结构示意图。

图2是本申请提供的射频功率放大器的多频输出匹配网络的结构示意图。

图3是本申请提供的输出匹配网络的散射参数S21的仿真结果示意图。

图4是本申请提供的输出匹配网络的史密斯图分析结果示意图。

图中附图标记说明：in、in1、in2为信号输入端；out为信号输出端；LD1、LD2为负载电感；C1为负载电容；H1至H4为晶体管；L1至L4、L7为电感；C2至C7为电容；LP2至LP7为寄生电感；T1、T2为变压器；L2A、L2B为变压器二T2的初级线圈；L1A、L1B为变压器二T2的次级线圈；VDD为工作电压；RF_p、RF_n是级间匹配网络输出的一对差分信号；RFA_p、RFA_n是放大电路输出的一对差分信号；RFAI是变压器二T2输出的一个单端信号。

具体实施方式

GSM信号的功率放大采用GMSK(Gaussian Filtered Minimum ShiftKeying，高斯滤波最小频移键控)调制方式。这种调制方式要求射频功率放大器的输入信号具有恒定包络(constant envelope)，不包含幅度变化，仅具有相位变化。随后可通过RAMP信号控制输出功率的大小。GMSK调制对射频功率放大器的线性度要求很低，允许使用非线性功率放大器，但是在效率及谐波抑制方面具有较高要求。

正是由于GSM射频功率放大器工作在饱和状态(即输入信号功率继续增大，输出功率保持不变不会增大)的特定要求，本申请提供了一种应用于GSM射频功率放大器的多频输出匹配网络，如图2所示。为了清楚地描述电路功能，也示意性地表示出了级间匹配网络和放大电路。

所述级间匹配电路主要包括一个变压器，该变压器一T1用来将一个单端信号(single ended signal)转换为一对差分信号(differential signal)，同时进行阻抗匹配。变压器一T1的初级线圈(primary winding)的两端分别是两个输入端in1和in2，这两个输入端在任意时刻只有一个具有输入信号，即互斥地提供输入信号。例如，输入端一in1作为GSM低频段的信号输入，输入端二in2作为GSM高频段的信号输入。变压器一T1的次级线圈(secondary winding)的两端输出一对差分信号RF_p和RF_n，作为放大电路的一对差分输入。变压器一T1是将当前时刻输入的单端信号转换为一对差分信号后输出。

变压器用来将交流电从一种电压转换为相同波形的另一种电压，也可用来实现单端信号与差分信号的相互转换以及阻抗匹配。采用变压器将一个单端信号转换为一对差分信号，例如是在初级线圈的两端分别接收单端信号与接地，在次级线圈的两端分别输出一对差分信号。采用变压器将一对差分信号转换为一个单端信号，例如是在初级线圈的两端分别接收一对差分信号，在次级线圈的两端分别输出单端信号与接地。不考虑转换损耗(conversion loss)的话，变压器的输入功率与输出功率相同。用变压器实现阻抗匹配的原理是：变压器的低电压侧具有低阻抗，因为低电压侧具有较少的线圈匝数；变压器的高电压侧具有高阻抗，因为高电压侧具有较多的线圈匝数。

所述放大电路包括两个晶体管，通常选用HBT，也可选用MOS管(金属氧化物半导体场效应管，metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)、LDMOS(横向扩散金属氧化物半导体，laterally diffused metal oxide semiconductor)、HEMT(高电子迁移率晶体管，High-electron-mobility transistor)等具有放大作用的器件。晶体管三H3和晶体管四H4分别用来将一对差分信号RF_p和RF_n进行放大，得到一对放大后的差分信号RFA_p和RFA_n。晶体管三H3和晶体管四H4的基极分别接收级间匹配电路输出的一对差分信号RF_p和RF_n。晶体管三H3和晶体管四H4的两个发射极都接地，两个漏极分别输出一对放大后的差分信号RFA_p和RFA_n作为输出匹配网络的一对差分输入。

所述输出匹配网络包括变压器二T2、寄生电感五LP5、寄生电感六LP6、电容六C6、电容七C7、电感七L7和寄生电感七LP7。变压器二T2用来将一对差分信号转换为一个单端信号，同时进行阻抗匹配。变压器二T2的初级线圈包含两个绕组，绕组三L2A和绕组四L2B串联，两者中间还连接工作电压VDD。变压器T2的次级线圈也包含两个绕组，绕组一L1A 和绕组二L1B串联。具体实现时，变压器二T2的初级线圈通常采用一个具有中间抽头(center tap)的绕组，该中间抽头连接工作电压VDD。变压器二T2的次级线圈通常采用一个绕组。图3中将初级线圈、次级线圈分别表示为两个绕组，只是一种示意。变压器T2的初级线圈两端作为输出匹配网络的一对差分输入端，分别接收放大电路输出的一对放大后的差分信号RFA_p和RFA_n。变压器T2的次级线圈的一端输出经过阻抗匹配后的单端信号RFAI，另一端接地。与变压器二T2的初级线圈相并联的，是一条由串联的寄生电感五LP5、电容六C6和寄生电感六LP6组成的支路。变压器二T2的单端输出端还连接电感七L7，电感七L7的另一端作为输出匹配网络的单端输出端out。该输出端out还通过串联的电容七C7和寄生电感七LP7接地。

如前所述，GSM模式得到商业应用的有四个频段，最终又可归纳为GSM低频段和GSM高频段。如果仅考虑上行频率范围，那么GSM低频段是从824.2MHz到915.0MHz，GSM高频段是从1710.2MHz到1909.8MHz，GSM高频段的频率范围大致是GSM低频段的两倍。寄生电感五LP5、电容六C6和寄生电感六LP6相串联组成了一条LC谐振电路，这一条LC谐振电路与变压器二T2在谐振的时候可以简化成LC并联网络,实现在特定频率例如GSM低频段上的阻抗变化。当频率增加到GSM高频段时，这个LC并联网络呈现一个容性。电感七L7、电容七C7和寄生电感七LP7组成了一个LC低通滤波电路，寄生电感七LP7的感值比较小可以在阻抗转化上忽略，那么电感七L7和电容七C7可以等效成一条LC串联电路，其在GSM低频段上也实现了一个阻抗变化，然而在GSM高频段上呈现一个感性。所述LC并联网络与LC串联电路相组合，就可以实现在GSM高频段上感性和容性的互相抵消，从而能实现在GSM低频段和GSM高频段同时实现阻抗变换，即在GSM低频段和GSM高频段都取得虚部小的阻抗。

GSM射频功率放大器工作在饱和状态，自动地具有高效率。应用于GSM射频功率放大器的输出匹配网络如果呈现容性或感性，会带来效率的降低。本申请提供的多频输出匹配网络在GSM低频段没有呈现出容性或感性，在GSM高频段又能使容性和感性相互抵消，从而获得了GSM射频功率放大器的高效率。

图2所示的输出匹配网络中，变压器二T2的初级线圈的匝数与次级线圈的匝数之比为1：n，其中n为自然数，因此变压器二T2是用来将输出端(例如天线)的高阻抗(例如50欧姆)变换为1/n的输入端低阻抗提供给放大电路。变压器二T2采用了差分结构，能够在一定程度上抑制偶次谐波的产生，那么仅需要重点考虑奇次谐波的抑制。串联的寄生电感五LP5、电容六C6以及寄生电感六LP6构成了LC谐振电路。通过选取各元件参数可以将这一LC谐振电路的谐振频率设为GSM低频段的三次谐波频率，从而用来抑制GSM低频段的三次谐波。而输出端的电感七L7、电容七C7和寄生电感七LP7构成了LC低通滤波电路和一个LC谐振 网络。通过选取各元件参数可以将其设置为用来抑制GSM低频段的五次谐波及GSM高频段的三次谐波以及其他高次谐波。这样整个输出匹配网络在抑制谐波方面就可以取得良好的效果，从而有利于在较宽的频率范围内提供良好的阻抗匹配效果。

射频功率放大器的饱和输出功率(saturated output power)是工作电压的平方除以负载阻抗。本申请提供的输出匹配网络采用差分结构，因此工作电压是正常值的两倍，在饱和输出功率不变的前提下，负载阻抗就是正常值的4倍。以用于GSM射频功率放大器为例，需要用两个图1所示的现有的输出匹配网络，分别设置在GSM低频信号放大通道和GSM高频信号放大通道。第一个输出匹配网络用来在GSM低频段将50欧姆的阻抗转化成2欧姆的阻抗提供给放大电路。第二个输出匹配网络用来在GSM高频段将50欧姆的阻抗转化成3欧姆的阻抗提供给放大电路。本申请提供的差分结构的输出匹配网络仅需使用一个，设置在单通道中，就可将50欧姆的阻抗转化成8至12欧姆的阻抗提供给放大电路，具体来说是在GSM低频段提供8欧姆的阻抗匹配，在GSM高频段提供12欧姆的阻抗匹配。这样本申请使用一个输出匹配网络就能满足多个频段的阻抗匹配需要。这样设计的好处还有：即便有些元件的电感值、电容值不够精确，也不易对输出匹配网络原本设计的8至12欧姆阻抗的目标造成干扰。

图2所示的输出匹配网络在制造时，放大电路也是采用半导体芯片，晶体管制造在芯片上，芯片装配在基板上，芯片与基板的电性连接通常是由打线接合工艺制造的金属连线实现的。输出匹配网络中的电容六C6优选地是片上电容集成在放大电路芯片上，此时电容六C6与输出匹配网络之间通过两根打线接合工艺制造的金属连线实现电性连接，这两根金属连线具有的寄生电感就分别是寄生电感五LP5和寄生电感六LP6。电容七C7例如采用表面贴装器件的电容。寄生电感七LP7的感值较小，可以由基板上的过孔实现。在图3所示的整个电路中，所有电感(含绕组)都是由基板中的金属线实现的，不会使用表面贴装器件的电感。显然，与图2所示的整个电路相比，图3所示的电路极大地减少了表面贴装器件的使用，这不仅降低了成本，减小了占用基板的面积，而且避免了表面贴装器件的不够精确而带来了阻抗匹配效果的偏差。

或者，寄生电感LP5、电容六C6和寄生电感LP6也可采用表面贴装器件的电感、电容实现，此时称为寄生电感可能有些名不副实，但的确是一种可替换的实现方式。

本申请提供的输出匹配网络在进行散射参数仿真时，是将其作为二端口网络(two port network)。散射参数(Scattering parameters，也称S参数，S-parameters)着重于分析各端口的入射波及反射波，特别适用于特高频(Ultra high frequency，UHF)信号、微波信号等。假设f0为900MHz，f1为1800MHz，它们分别是GSM低频段、GSM高频段的示例频 率。通过设置各元件的参数(电感值和/或电容值)，使得由绕组五L3A、电容六C6和绕组六L3B构成的LC谐振电路的谐振频率设为3f0，还使得由电感七L7、电容七C7和寄生电感七LP7构成的LC低通滤波电路的截止频率设为5f0。

请参阅图3，这是对图2所示的输出匹配网络的散射参数仿真结果。图3中的横坐标为频率，纵坐标为S21。S21是散射参数中的一个，表示正向电压增益(forward voltage gain)。在f0频率处，损耗<1dB。在f1频率处，损耗<1.5dB。这两个频率处仅具有极小的损耗表明该输出匹配网络不会影响正常工作频率范围内的信号。在3f0频率处，损耗>60dB。在5f0频率处，损耗>100dB。根据图3中的曲线走势，对于3f1频率处应该也有不错的增益抑制效果。这三个频率处具有较大的损耗表明该输出匹配网络对不希望出现的奇数次谐波能够较好地抑制。而变压器二T2采用了差分结构，能够在一定程度上抑制偶次谐波的产生。

本申请提供的输出匹配网络在进行阻抗匹配分析时，是采用图4所示的史密斯图(Smithchart)。图4中的曲线上的M1点表现的是f0频率处，该点的阻抗值为7.9欧姆，虚部很小可以省略。图4中的曲线上的M2点表现的是f1频率处，该点的阻抗值为11.4欧姆，虚部很小也可省略。这表明本申请提供的输出匹配网络进行阻抗匹配后，在GSM低频段和GSM高频段的阻抗都取得了很小的、基本可以忽略的虚部。并且在宽带范围内得到的阻抗值较原本的2至3欧姆有了显著提高，基本达到了8至12欧姆的设计目的，这可以有效地降低某些元件的精确程度不佳所带来的不利影响。

以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。