鲁棒性全差分放大器装置的制作方法

本发明涉及模拟和混合信号集成电路领域，特别涉及一种可用于信号放大电路中的全差分放大结构。

背景技术：

自从上个世纪五十年代集成电路诞生以来，在过去的几十年中集成电路都以惊人的速度不断发展着，经历了理论基础、电路结构以及制造工艺的巨大变革，如今集成电路已经深入应用到人们生活中的方方面面。发展到今天，运算放大器已经成为模拟集成电路中应用最广泛的模块之一，广泛应用于各种模拟电路和数模混合电路中。在发展的过程中，运算放大器的设计由开始的通用型转向定制型，针对不同的应用环境，设计出具有相应特点的运算放大器。

运算放大器在实际电路应用中，常常用来实现加减乘除的功能，一种最常见的应用就是实现固定倍数的信号放大功能，比如常见的精确乘2放大电路。在这种固定倍数放大的应用中，运算放大器常被接成负反馈形式，一般有两种常见反馈方法，分别用电阻反馈网络和电容反馈网络实现。使用电阻反馈网络的形式要求运放能够驱动对应阻值的电阻，无形中增加了对运放功耗的要求，并且电阻反馈网络会占用较大的芯片面积。使用电容反馈网络的形式一般要求增加开关来控制电容接入的方向，增加了时钟控制信号，容易干扰模拟信号电压，并且电容也会占用更多面积。

技术实现要素：

为克服现有技术的不足，本发明旨在解决功耗、面积的增加和性能的退化，提出一种开环工作方式的全差分放大器，不需要使用电容或者电阻反馈网络，就可以实现特定增益倍数的模拟信号放大，并且具有良好的鲁棒性。为此，本发明采用的技术方案是，鲁棒性全差分放大器装置，包括开环全差分放大器和共模反馈放大器两个部分，开环全差分放大器使用PMOS管作为输入对管，使用正反馈交叉连接形式的PMOS管作为负载；共模反馈放大器中，使用类似五管运放的结构采集输入信号和输出信号的共模电平，产生反馈信号给开环全差分放大器；通过反馈信号调节全差分放大器输出支路电流大小，实现对输出电压共模电平的调节控制。

在开环全差分放大器中，晶体管MP3、MP4、MP5、MP6构成电流源，MN3、MN4构成由反馈信号VFB控制的电流源，MP15和MP16是输入对晶体管，MP11、MP12、MP13、MP14是正反馈连接形式的负载晶体管，MP3源极连接电源VDD，栅极连接偏置电压VBP1，漏极连接MP4的源极，MP4栅极连接偏置电压VBP2，漏极连接MP11、MP12、MP13、MP14的源极，MP11栅极连接MP11漏极、MP12的栅极和负相输出端VO-，MP12栅极连接MP11漏极，MP12漏极连接正向输出端VO+，MP13栅极连接MP14漏极，MP13漏极连接负相输出端VO-，MP14栅极连接MP14漏极、MP13的栅极和正相输出端VO+，MP5源极连接电源VDD，栅极连接偏置电压VBP1，漏极连接MP6的源极，MP6的栅极连接偏置电压VBP2，漏极连接MP15和MP16的源极，MP15的栅极连接正相输入端，漏极连接负相输出端，MP16的栅极连接负相输入端，漏极连接正相输出端，MN3的漏极连接负相输出端，栅极连接反馈信号VFB，源极连接地，MN4的漏极连接到正相输出端，栅极连接反馈信号VFB，源极连接地，电容C1上极板连接负相输出端VO-，下极板连接反馈信号VFB，电容C2上极板连接正相输出端VO+，下极板连接反馈信号VFB。

在反馈放大器中，MP1源极连接电源VDD，栅极连接偏置电压VBP1，漏极连接MP2的源极，MP2栅极连接偏置电压VBP2，漏极连接MP7、MP8、MP9、MP10的源极，MP7栅极连接放大器正相输出端VO+，漏极连接MN1的漏极，MP8栅极连接放大器负相输出端VO-，漏极连接MN1漏极。MP9栅极连接正相输入端VIN+，漏极连接MN2漏极，即节点VFB，MP10栅极连接负相输入端VIN-，漏极连接MN2漏极，即节点VFB，MN1栅极连接MN1漏极和MN2栅极，MN1源极接地，MN2栅极连接MN1栅极，源极接地，漏极是反馈信号VFB。

本发明的特点及有益效果是：

本发明采用开环全差分放大器和共模反馈放大器结构，不使用电容或者电阻反馈网络，就可以实现特定增益倍数的模拟信号放大，仿真结果证明本发明公布的放大器具有良好的鲁棒性。

附图说明：

图1是本发明公开的放大器电路原理图；

图2是蒙特卡洛仿真得到的幅频响应曲线族；

图3是蒙特卡洛仿真得到的增益分布直方图。

具体实施方式

本发明公布的全差分放大器主要包括开环全差分放大器和共模反馈放大器两个部分。开环全差分放大器使用PMOS管作为输入对管，使用正反馈交叉连接形式的PMOS管作为负载。共模反馈放大器中，使用类似五管运放的结构采集输入信号和输出信号的共模电平，产生反馈信号给开环全差分放大器。通过反馈信号调节全差分放大器输出支路电流大小，实现对输出电压共模电平的调节控制，确保输出共模电平和输入共模电平相等。

在开环全差分放大器中，MP3、MP4、MP5、MP6是电流源，MN3、MN4是由反馈信号VFB控制的电流源。MP15和MP16是输入对管。MP11、MP12、MP13、MP14是正反馈连接形式的负载晶体管。其连接关系如下，MP3源极连接电源VDD，栅极连接偏置电压VBP1，漏极连接MP4的源极。MP4栅极连接偏置电压VBP2，漏极连接MP11、MP12、MP13、MP14的源极。MP11栅极连接MP11漏极、MP12的栅极和负相输出端VO-。MP12栅极连接MP11漏极，MP12漏极连接正向输出端VO+。MP13栅极连接MP14漏极，MP13漏极连接负相输出端VO-。MP14栅极连接MP14漏极、MP13的栅极和正相输出端VO+。MP5源极连接电源VDD，栅极连接偏置电压VBP1，漏极连接MP6的源极。MP6的栅极连接偏置电压VBP2，漏极连接MP15和MP16的源极。MP15的栅极连接正相输入端，漏极连接负相输出端。MP16的栅极连接负相输入端，漏极连接正相输出端。MN3的漏极连接负相输出端，栅极连接反馈信号VFB，源极连接地。MN4的漏极连接到正相输出端，栅极连接反馈信号VFB，源极连接地。电容C1上极板连接负相输出端VO-，下极板连接反馈信号VFB。电容C2上极板连接正相输出端VO+，下极板连接反馈信号VFB。

在反馈放大器中，MP1源极连接电源VDD，栅极连接偏置电压VBP1，漏极连接MP2的源极，MP2栅极连接偏置电压VBP2，漏极连接MP7、MP8、MP9、MP10的源极。MP7栅极连接放大器正相输出端VO+，漏极连接MN1的漏极。MP8栅极连接放大器负相输出端VO-，漏极连接MN1漏极。MP9栅极连接正相输入端VIN+，漏极连接MN2漏极，即节点VFB。MP10栅极连接负相输入端VIN-，漏极连接MN2漏极，即节点VFB。MN1栅极连接MN1漏极和MN2栅极，MN1源极接地。MN2栅极连接MN1栅极，源极接地，漏极是反馈信号VFB。

下面结合具体实施方式对本发明作进一步详细地描述。

本发明公布的鲁棒性全差分放大器结构电路图如图1所示。对全差分电路通过小信号模型使用半边电路分析方法，分析在负相输出端VO-的电流，负相输出端电流之和为零。忽略沟道长度调制效应，可以得到

gm₁₅×VIN₊+gm₁₁×VO_-+gm₁₃×VO₊＝0 (1)

全差分电路输入和输出信号在小信号分析中具有大小相等，符号相反的特点，VO₊＝-VO_-带入公式(1)，得到

同理可得

其中，MP11和MP14，MP12和MP13，MP15和MP16的宽长比分别相等。因此，放大器增益可以写成

采用

MOS管电流I₁₁:I₁₂:I₁₅＝I₁₃:I₁₄:I₁₆＝1:2:4，

跨导表达式跨导比值gm₁₁:gm₁₂:gm₁₅＝gm₁₃:gm₁₄:gm₁₆＝1:2:4。

则放大器增益为A＝4。

通过这种方式，实现了开环工作放大器四倍增益放大的功能。

并且，本发明公布的放大器开环放大倍数只与输入管和负载管跨导比值有关，电路中输入对管和负载管电流由电流源固定，保持不变，跨导表达式由于输入对管和负载管都是PMOS管，工艺偏差导致的迁移率μ和栅氧化层电容C_ox变化基本保持一致，跨导值gm变化趋势可以保持高度一致性，跨导比值基本不变。因此，本发明公布的全差分放大器结构具有很好的鲁棒性。

在放大器工作时，输出共模电平依靠共模反馈放大器调节，当输出共模电平升高时，VO+和VO-之和增加，导致MP7和MP8电流之和减小，MP9和MP10电流之和增大，反馈信号VFB增大，从而MN3和MN4电流增大，形成反馈，降低VO+和VO-电压。反之，当输出共模电平降低时，VO+和VO-之和减小，导致MP7和MP8电流之和增大，MP9和MP10电流之和减小，反馈信号VFB减小，从而MN3和MN4电流减小，形成反馈，增大VO+和VO-电压。总是保持输出共模电平等于输入共模电平，即VO₊+VO_-＝VIN₊+VIN_-。

图2是蒙特卡洛仿真得到的放大器幅频响应曲线族，图3是蒙特卡洛仿真得到的增益分布直方图，可以看出，300次仿真得到的增益期望为11.9433dB，标准差为0.0546369dB，对应增益为3.95517倍，增益偏差6.3％，即超过99.7％的概率可以将增益控制在3.95517±0.075范围内。仿真结果证明本发明公布的放大器具有良好的鲁棒性。

尽管上面结合图对本发明进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨的情况下，还可以做出很多变形，这些均属于本发明的保护之内。