一种拓展带宽的非对称Doherty功率放大器及其实现方法与流程

本发明涉及射频通讯技术领域，尤其涉及一种拓展带宽的非对称Doherty功率放大器及其实现方法。

背景技术：

随着无线通信技术的迅速发展，射频微波技术在人们的日常生活中越来越重要。为了在有限的频谱带宽内传输尽可能大的数据量，通信商通常采用非常复杂的调制方式，而这会导致信号的峰均比(PAPR)变大，而使用传统的功率放大器如A类、AB类对非恒包络信号进行放大效率很低，尤其是在大功率回退的时候。兼顾高效率和高线性度的射频功率放大器成为学术界和工业界的研究热点之一。Doherty功率放大器因能高效放大器调制信号且成本较低而成为当今无线通信所采用功率放大器的主流形式。一个典型的两路Doherty功率放大器包括主辅两个功率放大器，主辅功放输入端由功分器将信号一分为二分别输入，输出端通过一个负载调制网络将信号合路输出，根据输入信号的大小动态调制主辅功率放大器的有效负载阻抗，从而可以使Doherty功放在输出功率大幅度回退的情况下仍然具有很高的效率。

然而，传统的Doherty功率放大器输出功率在饱和功率回退6dB时效率达到最高，当功率回退大于6dB时，效率将会快速降低。伴随着未来输入信号是多载波且数目越来越多的情况，其峰均比也日益提高，最高可达到9‐12dB。例如TD‐SCDMA系统中的峰均比可达到10dB,若是这样，传统的回退6dB的Doherty功放的效率将大大降低因此对于倡导节能环保，绿色通信的当今世界，提高功放的回退效率将会有十分重大的实际意义。

另外，非对称结构的Doherty功率放大器也会存在传统Doherty功放的通病—带宽较窄的问题。由于非对称结构的Doherty功率放大器的负载调制网络依然采用现有技术通用的50欧姆的四分之一波长阻抗变换器，这导致其阻抗变换比较大，因此，极大地限制了带宽。

故，针对目前现有技术中存在的上述缺陷，实有必要进行研究，以提供一种方案，解决现有技术中存在的缺陷。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种拓展带宽的非对称Doherty功率放大器及其实现方法，在主回路和辅助回路中采用非对称结构同时通过改进传统Doherty功率放大器的负载调制网络，增大低输入功率状态下主功放的负载阻抗并改善其阻抗变换比，从而提高Doherty功放的高效率功率回退范围，最终达到了回退9dB和拓展带宽同时实现的目的，这对提高Doherty功率放大器的工作效率带来很大的意义。

为了克服现有技术的缺陷，本发明采用以下技术方案：

一种拓展带宽的非对称Doherty功率放大器，其特征在于，包括非对称功分器、主功率放大电路、辅助功率放大电路和新型负载调制网络，其中，所述非对称功分器用于将输入功率进行不等分，并将功率较小的第一信号输出给所述主功率放大电路以及将功率较大的第二信号输出给所述辅助功率放大电路，所述非对称功分器输出的第一路信号和第二路信号的功率比为1:2，所述主功率放大电路和辅助功率放大电路的输出功率经过所述新型负载调制网络后输出给负载；

所述负载的阻抗为50欧姆；所述新型负载调制网络包括第一阻抗变换器T1、第二阻抗变换器T2和第三阻抗变换器T3，所述第一阻抗变换器T1采用86.6欧四分之一波长的阻抗变换器，所述第二阻抗变换器T2采用43.3欧四分之一波长的阻抗变换器，所述第三阻抗变换器T3采用75欧四分之一波长的阻抗变换器；所述主功率放大电路的输出端与所述阻抗变换器T1的一端相连接，所述辅助功率放大电路的输出端与所述第二阻抗变换器T2的一端相连接，所述第二阻抗变换器T2的另一端与所述第三阻抗变换器T3的一端相连接，所述阻抗变换器T1的另一端与所述第三阻抗变换器T3的另一端相连接，并共同与所述负载的一端相连接，所述负载的另一端接地；

所述主功率放大电路包括依次串接的主输入匹配电路、主功率放大器和主输出匹配电路，调试所述主输出匹配电路使所述主功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为150欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；所述辅助功率放大电路包括依次串接辅助输入匹配电路、辅助功率放大器和辅助输出匹配电路，调试所述辅助输出匹配电路使所述辅助功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为25欧，同时在所述辅助输出匹配电路中一体化设置补偿线使所述辅助功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大；

所述主功率放大器为AB类功率放大器，所述辅助功率放大器为C类功率放大器。

优选地，所述补偿线为25欧。

优选地，所述主输入匹配电路的前端还设有50欧四分之一波长的相位延迟线。

优选地，所述主功率放大器采用晶体管实现。

优选地，所述辅助功率放大器采用晶体管实现。

为了克服现有技术的缺陷，本发明还提出一种拓展带宽的非对称Doherty功率放大器的实现方法，通过如下步骤实现：

调试一个标准的AB类功率放大器，作为主功率放大器，并调试主输出匹配电路使主功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为150欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；

调试一个标准的C类功率放大器，作为辅助功率放大器，并调试辅助输出匹配电路使辅助功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为25欧；在辅助输出匹配电路中设置补偿线并一体化调试辅助输出匹配电路和补偿线使辅助功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大；

调试一新型负载调制网络，所述新型负载调制网络包括第一阻抗变换器T1、第二阻抗变换器T2和第三阻抗变换器T3，所述第一阻抗变换器T1采用86.6欧四分之一波长的阻抗变换器，所述第二阻抗变换器T2采用43.3欧四分之一波长的阻抗变换器，所述第三阻抗变换器T3采用75欧四分之一波长的阻抗变换器；

采用非对称功分器将调试好的主功率放大电路、辅助功率放大电路及新型负载调制网络组合起来，其中，所述非对称功分器用于将输入功率进行不等分，并将功率较小的第一信号输出给所述主功率放大电路以及将功率较大的第二信号输出给所述辅助功率放大电路，所述非对称功分器输出的第一路信号和第二路信号的功率比为1:2；所述主功率放大电路的输出端与所述阻抗变换器T1的一端相连接，所述辅助功率放大电路的输出端与所述第二阻抗变换器T2的一端相连接，所述第二阻抗变换器T2的另一端与所述第三阻抗变换器T3的一端相连接，所述阻抗变换器T1的另一端与所述第三阻抗变换器T3的另一端相连接，并共同与所述负载的一端相连接，所述负载的另一端接地。

优选地，所述补偿线为25欧。

优选地，在主输入匹配电路的前端设有50欧四分之一波长的相位延迟线。

相对现有技术，本发明通过在主回路和辅助回路中采用非对称结构同时改进了传统Doherty功率放大器的负载调制网络，增大了低输入功率状态下主功放的负载阻抗，使得主功放在低输入功率状态下负载阻抗为150欧，同时减小了负载调制网络的阻抗变换比，本发明中改进型型负载调制网络的阻抗变换比为3:1(150欧至50欧)，使Doherty功放在功率回退9dB时仍然能够保持高效率的同时增大了非对称Doherty功放的工作带宽。

附图说明

图1是本发明中一种拓展带宽的非对称Doherty功率放大器的结构示意图。

图2是特性阻抗为ZT的四分之一波长传输线的阻抗变换特性图。

图3为模拟出的基于非对称结构的高回退Doherty功率放大器漏极效率仿真图。

图4模拟出的基于非对称结构的高回退Doherty功率放大器带宽效果仿真图。

具体实施方式

以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。

针对现有技术存在的缺陷，申请人对现有技术中Doherty功率放大器的结构进行了深入的研究，申请人发现传统Doherty功率放大器在回退点的负载阻抗为100欧，由于等分威尔金森功分器的限制使得其输出效率最多只能在输出功率回退6dB时达到最高，当输出功率回退更多时效率将会快速降低，已经难以满足当今无线通信系统的要求。究其原因，在相同输入功率的情况下，C类辅助放大器的增益比AB类主路放大器低，使得辅助放大器输出电流低于主路放大器，导致了Doherty有源负载调制不够充分，降低了整个Doherty功率放大器的回退效率；同时，传统Doherty功率放大器负载调制网络的阻抗变换比为9:1(150欧至16.67欧)，从而极大抑制了Doherty的工作带宽。

为了克服现有技术的缺陷，本申请使用了一种非对称结构，使C类辅助放大器和AB类主路放大器的输出电流相当，从而使有源负载充分调制，同时采用新型负载调制网络，增大低输入功率状态下主功放的负载阻抗并改善负载调制网络的阻抗变换比，从而提高Doherty功放的高效率功率回退范围以及进一步拓展了带宽。参见图1，所示为本发明一种拓展带宽的非对称Doherty功率放大器的结构框图，包括非对称功分器、主功率放大电路、辅助功率放大电路和新型负载调制网络，其中，非对称功分器用于将输入功率进行不等分，并将功率较小的第一信号输出给主功率放大电路以及将功率较大的第二信号输出给辅助功率放大电路，非对称功分器输出的第一路信号和第二路信号的功率比为1:2，主功率放大电路和辅助功率放大电路的输出功率经过新型负载调制网络后输出给负载。

进一步的，负载的阻抗为50欧姆；新型负载调制网络包括第一阻抗变换器T1、第二阻抗变换器T2和第三阻抗变换器T3，第一阻抗变换器T1采用86.6欧四分之一波长的阻抗变换器，第二阻抗变换器T2采用43.3欧四分之一波长的阻抗变换器，第三阻抗变换器T3采用75欧四分之一波长的阻抗变换器；主功率放大电路的输出端与阻抗变换器T1的一端相连接，辅助功率放大电路的输出端与第二阻抗变换器T2的一端相连接，第二阻抗变换器T2的另一端与第三阻抗变换器T3的一端相连接，阻抗变换器T1的另一端与第三阻抗变换器T3的另一端相连接，并共同与负载的一端相连接，负载的另一端接地。主功率放大电路包括依次串接的主输入匹配电路、主功率放大器和主输出匹配电路，调试主输出匹配电路使主功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为150欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；辅助功率放大电路包括依次串接辅助输入匹配电路、辅助功率放大器和辅助输出匹配电路，调试辅助输出匹配电路使辅助功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为25欧，同时在辅助输出匹配电路中一体化设置补偿线使辅助功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大；主功率放大器为AB类功率放大器，辅助功率放大器为C类功率放大器。

相对于传统回退6dB的Doherty功率放大器技术，本发明通过使用非对称结构和新型负载调制网络增大了Doherty功率放大器的回退功率，此外通过改进非对称Doherty功率放大器的负载调制网络，使理论上非对称Doherty功率放大器负载调制网络的为9:1阻抗变换比(150欧至16.67欧)减小到3:1(150欧至50欧)，最终达到了回退9dB时依然能够保持高效率并拓展了带宽的目的。同时将峰值功放输出端的补偿线加入到辅助输出匹配电路中，从而克服了传统Doherty功放辅助支路的补偿线是以单一中心频率点定义的技术缺陷，大大减小辅助输出匹配电路的品质因数，进一步拓宽Doerty的工作带宽。

在一种优选实施方式中，补偿线为25欧，加入补偿线是为了使辅助输出匹配电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大，同时由于高输入功率是匹配到25欧，采用25欧的补偿线就是为了进一步提高高输入功率时的性能。

以下进一步详述上述技术方案的设计原理。相对现有技术，本发明通过使用一种非对称结构，首先由确定的输入功率比设计一个不等分的功分器，在低输入功率情况下只有主功放工作，其输出端的阻抗为Z₀/α，其中α为回退的数值。传统的Doherty结构主辅功放的功率比为1:1，即α＝1/2,也即是在回退6dB时的主功放的输出阻抗为100欧；当主辅功放的功率比为1:2时，α＝1/3,此时回退也就达到了9dB，主功放的输出阻抗就为150欧。在此基础上，申请人发现现有技术中的非对称Doherty功率放大器载波功放的负载调制网络中的四分之一波长阻抗变换器阻抗变换比较大，理论上非对称Doherty功率放大器负载调制网络得阻抗变换比为9:1(150欧至16.67欧)，从而极大抑制了Doherty的工作带宽。

申请人通过理论分析还发现，四分之一波长线工作带宽的近似表达式为：

其中Δf/f₀表示四分之一波长阻抗变换线的相对带宽；Γ_m为最大能接受的反射系数；Z₀和Z_L表示两个端口的阻抗值；为了增大Δf/f₀的值，可通过减小Z₀和Z_L的比值。

参见图2，所示为特性阻抗为Z_T的四分之一波长传输线的阻抗变换特性。根据图2可得特性阻抗为Z_T的四分之一波长传输线的输入阻抗为：

阻抗变换比定义为四分之一波长传输线输入输出两端口的阻抗比值，即阻抗变换比：

由四分之一波长传输线的工作带宽表达式可知，当Z0和ZL的阻抗值越接近时，即四分之一波长传输线的阻抗变换比越小，其工作带宽越宽。因此，为了增大Δf/f₀的值，可通过减小Z₀和Z_L的比值，即减小四分之一波长传输线的阻抗变换比k。

采用图1所述的电路拓扑结构时，当低输入功率状态时，只有主功放开启，所有输入信号经主功放放大，辅助功放完全关闭，则主功放和辅助功放低功率下的输出端阻抗为：

Z_C,Low＝150Ω

Z_P,Low＝∞

则主功放输出阻抗经过一段86.6欧四分之一阻抗变换线T1后阻抗值为50欧(参图2，此处Z₀＝150Ω,Z_T＝86.6Ω，则Z_L＝50Ω)，此时低功率状态下合路点的阻抗即为50欧姆。

当高输入功率状态时，主辅功放一起工作，当输入功率达到最大时，主辅功放同时饱和，此时整体Doherty功放输出功率最大，将主功放输出端在饱和状态时匹配到50欧姆，则由86.6欧四分之一波长阻抗变换线T1变换后得150欧姆；同理辅助功放输出端在饱和状态时匹配到25欧姆，由43.3欧四分之一波长阻抗变换线T2变换后得75欧姆(参图2，此处Z₀＝25Ω,Z_T＝43.3Ω，则Z_L＝75Ω)，四分之一波长阻抗变换线T3对高输入功率下辅助功放阻抗不产生任何影响，只是起到将辅助功率放大器单分支电路的低输入阻抗重新变换到无穷大的作用，最终合路点由主功率放大器单分支电路的150欧姆和辅助功率放大器单分支电路的75欧姆并联得到50欧姆，这与实际的负载阻抗值是一致的。

在一种优选实施方式中，所述主功率放大器采用晶体管实现。

在一种优选实施方式中，所述辅助功率放大器采用晶体管实现。

为了克服现有技术的缺陷，本发明还提出一种拓展带宽的非对称Doherty功率放大器的实现方法，通过如下步骤实现：

步骤一：调试一个标准的AB类功率放大器，作为主功率放大器，并调试主输出匹配电路使主功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为150欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；

步骤二：调试一个标准的C类功率放大器，作为辅助功率放大器，并调试辅助输出匹配电路使辅助功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为25欧；在辅助输出匹配电路中设置补偿线并一体化调试辅助输出匹配电路和补偿线使辅助功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大；现有技术通常是输出匹配电路设计好之后，在不改变匹配电路的基础上，再设计这根补偿线；现有技术的补偿线设计方式导致补偿线是以单一中心频率点定义的，增加补偿线会增大输出匹配电路的品质因数，从而抑制Doherty的整体带宽。本发明将输出匹配电路和补偿线一体化设置和调试，将补偿线加入辅助输出匹配电路中作辅助输出匹配电路，从而降低辅助输出匹配电路的Q值，极大地拓宽了Doherty功放的工作带宽；

步骤三：调试一新型负载调制网络，新型负载调制网络包括第一阻抗变换器T1、第二阻抗变换器T2和第三阻抗变换器T3，第一阻抗变换器T1采用86.6欧四分之一波长的阻抗变换器，第二阻抗变换器T2采用43.3欧四分之一波长的阻抗变换器，第三阻抗变换器T3采用75欧四分之一波长的阻抗变换器；

步骤四：采用非对称功分器将调试好的主功率放大电路、辅助功率放大电路及新型负载调制网络组合起来，其中，非对称功分器用于将输入功率进行不等分，并将功率较小的第一信号输出给主功率放大电路以及将功率较大的第二信号输出给辅助功率放大电路，非对称功分器输出的第一路信号和第二路信号的功率比为1:2；主功率放大电路的输出端与阻抗变换器T1的一端相连接，辅助功率放大电路的输出端与第二阻抗变换器T2的一端相连接，第二阻抗变换器T2的另一端与第三阻抗变换器T3的一端相连接，阻抗变换器T1的另一端与第三阻抗变换器T3的另一端相连接，并共同与负载的一端相连接，负载的另一端接地。

参见图3，所示为利用射频领域专用ADS软件模拟出的在中心频率为2.1GHz的拓展带宽的非对称Doherty功率放大器漏极效率仿真图。由图3所示的仿真结果可知，饱和输出功率为45dBm，在其回退9dB的情况下(即输出功率为36dBm)该Doherty功放仍然可以保持与饱和输出功率状态下几乎一致的高效率，远远大于传统Doherty功放的6dB功率回退范围。

参见图4，所示是在已经确定输出功率回退9dB的情况下模拟出的基于非对称结构的高回退Doherty功率放大器带宽效果仿真图。从该图中可以很明显得到看出在1.6GHz‐2.6GHz频带内漏极效率都在36％之上，输出功率在41dBm‐45dBm之间。从而证明该设计方案的有效性，即既满足了非对称结构的Doherty功放的高回退性又满足了宽带宽性。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。