一种新型宽带三路Doherty功率放大器及其实现方法与流程

本发明涉及射频通讯技术领域，尤其涉及一种新型宽带三路Doherty功率放大器及其实现方法。

背景技术：

近半个世纪来，射频微波技术得到了突飞猛进的发展，广泛应用在WLAN、手机、电子对抗、卫星通讯等无线通信领域。射频功放单元是无线通信系统中的核心组件，为了实现信号远距离传输、保障信号可靠接收，在无线通信系统收发组件中必须使用功率放大器放大信号。可以说功率放大器的性能好坏将直接影响到整个系统的工作状况，是无线收发系统中射频前端的核心部件。

随着无线通信技术的迅速发展，射频微波技术在人们的日常生活中越来越重要。为了在有限的频谱带宽内传输尽可能大的数据量，通信商通常采用非常复杂的调制方式，而这会导致信号的峰均比(PAPR)变大，而使用传统的功率放大器如A类、AB类对非恒包络信号进行放大效率很低，尤其是在大功率回退的时候。兼顾高效率和高线性度的射频功率放大器成为学术界和工业界的研究热点之一。Doherty功率放大器因能高效放大器调制信号且成本较低而成为当今无线通信所采用功率放大器的主流形式。一个典型的两路Doherty功率放大器包括主辅两个功率放大器，主辅功放输入端由功分器将信号一分为二分别输入，输出端通过一个负载调制网络将信号合路输出，根据输入信号的大小动态调制主辅功率放大器的有效负载阻抗，从而使Doherty功放在输出功率大幅度回退的情况下仍然具有很高的效率。

但随着通信技术的快速发展，调制方式也越加地复杂，传统两路Doherty功率放大器功率回退6dB的范围已经不能满足当今无线通信系统的要求，因此，三路Doherty功放随之产生。三路Doherty技术可以在更高功率回退的情况下提高功放的效率，增大高效率功率回退的范围。

然而，现有技术中的三路Doherty功率放大器也存在传统Doherty功放的通病—带宽较窄的问题。现有技术中三路Doherty功率放大器的负载调制网络依然采用现有技术通用50欧姆的四分之一波长阻抗变换器，这导致其阻抗变换比较大，因此，极大地限制了带宽。同时，现有技术Doherty功率放大器的尺寸较大，在一定程度上限制了其应用范围。

面对频谱资源的日益短缺，能同时覆盖多个工作频段并兼容多种协议制式的无线宽带通信系统已经成为无线技术的发展重点。因此，急需研制出新型的宽带Doherty功率放大器以满足当前及未来无线通信系统高传输数率的要求。宽带Doherty功放也理所当然的成为了学术界和工业界研究的热点。

故，针对目前现有技术中存在的上述缺陷，实有必要进行研究，以提供一种方案，解决现有技术中存在的缺陷。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种新型宽带三路Doherty功率放大器及其实现方法，通过改进传统三路Doherty功率放大器的负载调制网络，减小负载调制网络的阻抗变换比，同时将峰值支路的补偿线加入到峰值输出匹配电路中，减小整体峰值输出匹配电路的品质因数，极大地拓宽三路Doherty功率放大器的工作带宽。

为了克服现有技术的缺陷，本发明采用以下技术方案：

一种新型宽带三路Doherty功率放大器，包括三路等分功分器、载波功率放大电路、第一峰值功率放大电路、第二峰值功率放大电路和新型负载调制网络，其中，所述三路等分功分器用于将输入功率进行三等分后分别输出给所述载波功率放大电路、第一峰值功率放大电路和第二峰值功率放大电路，所述载波功率放大电路、第一峰值功率放大电路和第二峰值功率放大电路的输出功率经过所述新型负载调制网络后输出给负载；

所述负载的阻抗为50欧姆；所述新型负载调制网络采用86.6欧四分之一波长的阻抗变换器T1；所述载波功率放大电路的输出端与所述阻抗变换器T1的一端相连接，所述阻抗变换器T1的另一端与所述第一峰值功率放大电路和第二峰值功率放大电路的输出端相连接，并共同与所述负载的一端相连接，所述负载的另一端接地；

所述载波功率放大电路包括依次串接的载波输入匹配电路、载波功率放大器和载波输出匹配电路，调试所述载波输出匹配电路使所述载波功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为150欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；所述第一峰值功率放大电路包括依次串接第一峰值输入匹配电路、第一峰值功率放大器和第一峰值输出匹配电路，调试所述第一峰值输出匹配电路使所述第一峰值功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为150欧，同时在所述第一峰值输出匹配电路中一体化设置第一补偿线C1使所述第一峰值功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大；所述第二峰值功率放大电路包括依次串接第二峰值输入匹配电路、第二峰值功率放大器和第二峰值输出匹配电路，调试所述第二峰值输出匹配电路使所述第二峰值功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为150欧，同时在所述第二峰值输出匹配电路中一体化设置第二补偿线C2使所述第二峰值功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大。

优选地，所述第一补偿线C1为150欧。

优选地，所述第二补偿线C2为150欧。

优选地，所述第一峰值输入匹配电路的前端还设有50欧四分之一波长的相位延迟线。

优选地，所述第二峰值输入匹配电路的前端还设有50欧四分之一波长的相位延迟线。

优选地，所述载波功率放大器为AB类功率放大器，所述第一峰值功率放大器和所述第二峰值功率放大器为C类功率放大器。

优选地，所述载波功率放大器、所述第一峰值功率放大器和所述第二峰值功率放大器均采用晶体管实现。

为了克服现有技术的缺陷，本发明还公开了一种新型宽带三路Doherty功率放大器的实现方法，通过如下步骤实现：

调试一个标准的AB类功率放大器，作为载波功率放大器，并调试载波输出匹配电路使载波功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为150欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；

调试一个标准的C类功率放大器，作为第一峰值功率放大器，并调试第一峰值输出匹配电路使第一峰值功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为150欧；

调试一个标准的C类功率放大器，作为第二峰值功率放大器，并调试第二峰值输出匹配电路使第二峰值功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为150欧；

在第一峰值输出匹配电路中设置第一补偿线C1并一体化调试第一峰值输出匹配电路和第一补偿线C1使第一峰值功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大；在第二峰值输出匹配电路中设置第二补偿线C2并一体化调试第二峰值输出匹配电路和第二补偿线C2使第二峰值功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大；

调试一新型负载调制网络，所述新型负载调制网络采用86.6欧四分之一波长的阻抗变换器T1；

采用三路等分功分器将调试好的载波功率放大电路、第一峰值功率放大电路、第二峰值功率放大电路及新型负载调制网络组合起来，构成新型宽带三路Doherty功率放大器，其中，载波功率放大电路的输出端与所述阻抗变换器T1的一端相连接，所述阻抗变换器T1的另一端与所述第一峰值功率放大电路和第二峰值功率放大电路的输出端相连接，并共同与所述负载的一端相连接，所述负载的另一端接地。

优选地，所述第一补偿线C1和所述第二补偿线C2为150欧。

优选地，在第一峰值输入匹配电路和第二峰值输入匹配电路的前端均设有50欧四分之一波长的相位延迟线。

相对现有技术，本发明改进了传统三路Doherty功率放大器的负载调制网络，传统三路Doherty功率放大器负载调制网络的阻抗变换比为9:1(150欧至16.67欧)，本发明中新型负载调制网络的阻抗变换比为3:1(150欧至50欧)，减小了负载调制网络的阻抗变换比，同时，本发明无需在合路输出端串联一段四分之一波长传输线，因此，本发明在增大Doherty工作带宽的同时减小了整体Doherty的版图面积。同时，传统三路Doherty功放辅助支路的补偿线是以单一中心频率点定义的，增大输出匹配电路的品质因数，从而抑制三路Doherty的整体带宽，本发明将补偿线加入峰值输出匹配电路中，降低峰值输出匹配电路的Q值，增大三路Doherty功放的工作带宽。

附图说明

图1是本发明中一种新型宽带三路Doherty功率放大器的结构示意图。

图2是特性阻抗为Z_T的四分之一波长传输线的阻抗变换特性。

图3是本发明中新型宽带三路Doherty功率放大器的工作原理图。

图4a为传统三路Doherty方案和本发明中新型宽带三路Doherty方案下模拟的主放大器在饱和点(大功率)处负载阻抗实虚部随频率的变化关系。

图4b为传统三路Doherty方案和本发明中新型宽带三路Doherty方案下模拟的主放大器在回退点(小功率)处负载阻抗实虚部随频率的变化关系。

具体实施方式

以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。

针对现有技术存在的缺陷，申请人对现有技术中三路Doherty功率放大器的结构进行了深入的研究，申请人发现现有技术中三路Doherty功率放大器载波功放的负载调制网络中的四分之一波长阻抗变换器阻抗变换比较大，使传统三路Doherty功率放大器负载调制网络的阻抗变换比为9:1(150欧至16.67欧)，从而抑制了三路Doherty的工作带宽，同时现有技术的负载调制网络通常由多个阻抗变换器构成，增大了Doherty功率放大器的尺寸，且传统三路Doherty功放辅助支路的补偿线是以单一中心频率点定义的，会增大输出匹配电路的品质因数，从而抑制三路Doherty的整体带宽。

申请人通过理论分析发现，四分之一波长线工作带宽的近似表达式为：

其中Δf/f₀表示四分之一波长阻抗变换线的相对带宽；Γ_m为最大能接受的反射系数；Z₀和Z_L表示两个端口的阻抗值；为了增大Δf/f₀的值，可通过减小Z₀和Z_L的比值。

参见图2，所示为特性阻抗为Z_T的四分之一波长传输线的阻抗变换特性。根据图2可得特性阻抗为Z_T的四分之一波长传输线的输入阻抗为

阻抗变换比定义为四分之一波长传输线输入输出两端口的阻抗比值，即阻抗变换比

由四分之一波长传输线的工作带宽表达式可知，当Z₀和Z_L的阻抗值越接近时，即四分之一波长传输线的阻抗变换比越小，其工作带宽越宽。因此，为了增大Δf/f₀的值，可通过减小Z₀和Z_L的比值，即减小四分之一波长传输线的阻抗变换比k。

为了克服现有技术的缺陷，本申请采用一种新型负载调制网络，参见图1，所示为本发明一种新型宽带三路Doherty功率放大器，包括三路等分功分器、载波功率放大电路、第一峰值功率放大电路、第二峰值功率放大电路和新型负载调制网络，其中，三路等分功分器用于将输入功率进行等分后分别输出给载波功率放大电路和第一峰值功率放大电路和第二峰值功率放大电路，载波功率放大电路的输出端接86.6欧四分之一波长阻抗变换器T1，并与第一峰值功率放大电路和第二峰值功率放大电路的输出端相连接合路将功率输出给负载；

载波功率放大电路包括依次串接的载波输入匹配电路、载波功率放大器和载波输出匹配电路，调试载波输出匹配电路使载波功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为150欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；第一峰值功率放大电路包括依次串接第一峰值输入匹配电路、第一峰值功率放大器和第一峰值输出匹配电路，调试第一峰值输出匹配电路使第一峰值功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为150欧，同时在第一峰值输出匹配电路中一体化设置第一补偿线C1使第一峰值功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大；第二峰值功率放大电路包括依次串接第二峰值输入匹配电路、第二峰值功率放大器和第二峰值输出匹配电路，调试第二峰值输出匹配电路使第二峰值功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为150欧，同时在第二峰值输出匹配电路中一体化设置第二补偿线C2使第二峰值功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大。新型负载调制网络由一段86.6欧四分之一波长阻抗变换器TI组成；载波放大电路通过86.6欧的阻抗变换器TI与第一峰值功率放大电路和第二峰值功率放大电路相连接合路将功率输出给负载。

采用上述技术方案，新型负载调制网络仅由一段86.6欧四分之一波长阻抗变换器TI构成，降低了负载调制网络的阻抗变换比且大大缩小了Doherty功率放大器的尺寸；同时将峰值功放输出端的补偿线加入到峰值输出匹配电路中，从而克服了传统三路Doherty功放辅助支路的补偿线是以单一中心频率点定义的技术缺陷，大大减小峰值输出匹配电路的品质因数，从而极大地拓宽三路Doerty的工作带宽。

在一种优选实施方式中，第一补偿线C1和第二补偿线C2均为150欧，加入补偿线是为了使第一峰值输出匹配电路和第二峰值功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大，同时由于高输入功率是匹配到150欧，采用150欧的补偿线就是为了进一步提高高输入功率时的性能。

以下进一步详述上述技术方案的设计原理。参见图3，所示为本发明中新型宽带三路Doherty功率放大器的工作原理图。负载Z_L上的电压可以表示为：

V_L＝Z_L(I_C'+I_P)

I_P＝I_P1+I_P2

主辅(两条辅助支路归为一个支路)两支路的输出阻抗分别可以表示为：

载波功放输出端四分之一波长阻抗变换线两端的电压电流关系为：

V_P·I_C'＝V_C·I_C

其中，

V_P＝V_P1＝V_P2

则，

此外，由四分之一波长阻抗变换线原理可得：

根据V_C＝I_C·Z_C，有，

其中Z_T＝86.6Ω，Z_L＝50Ω。

当低输入功率状态时，只有载波功放开启，所有输入信号经载波功放放大，两路峰值功放完全关闭(I_P1＝I_P2＝0)，则载波功放和峰值功放低功率下的输出阻抗可以表示为：

Z_P1,Low＝Z_P2,Low＝∞

则低功率状态下合路点的阻抗为50欧姆。

当高输入功率状态时，主辅功放一起工作，当输入功率达到最大时，主辅功放同时饱和，此时整体Doherty功放输出功率最大，此时将两路峰值功放输出端均匹配到150欧姆，即令Z_P1,High＝Z_P2,High＝150Ω，将主功放输出端在饱和状态时匹配到50欧姆，则由86.6欧四分之一波长阻抗变换线变换得四分之一波长变换线得150欧姆，三个150欧姆并联得合路点阻抗为50欧姆，即低功率和高功率状态下合路点阻抗均为50欧姆。又因为Doherty整体合路输出端负载阻抗为50欧姆，因此，无需在合路输出端串联一段四分之一波长传输线，因此，本发明在增大Doherty工作带宽的同时减小了整体Doherty的版图面积。

在一种优选实施方式中，所述第一峰值输入匹配电路的前端还设有50欧四分之一波长的相位延迟线。

在一种优选实施方式中，所述第二峰值输入匹配电路的前端还设有50欧四分之一波长的相位延迟线。

在一种优选实施方式中，所述载波功率放大器为AB类功率放大器，所述第一峰值功率放大器和所述第二峰值功率放大器为C类功率放大器。

在一种优选实施方式中，所述载波功率放大器、所述第一峰值功率放大器和所述第二峰值功率放大器均采用晶体管实现。

为了克服现有技术的缺陷，本发明还提出一种新型宽带三路Doherty功率放大器的实现方法，通过如下步骤实现：

步骤一：调试一个标准的AB类功率放大器，作为载波功率放大器，并调试载波输出匹配电路使载波功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为150欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；

步骤二：调试一个标准的C类功率放大器，作为第一峰值功率放大器，并调试第一峰值输出匹配电路使第一峰值功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为150欧；

步骤三：调试一个标准的C类功率放大器，作为第二峰值功率放大器，并调试第二峰值输出匹配电路使第二峰值功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为150欧；

步骤四：在第一峰值输出匹配电路中设置第一补偿线C1并一体化调试第一峰值输出匹配电路和第一补偿线C1使第一峰值功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大；在第二峰值输出匹配电路中设置第二补偿线C2并一体化调试第二峰值输出匹配电路和第二补偿线C2使第二峰值功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大；现有技术通常是输出匹配电路设计好之后，在不改变匹配电路的基础上，再设计这根补偿线；现有技术的补偿线设计方式导致补偿线是以单一中心频率点定义的，增加补偿线会增大输出匹配电路的品质因数，从而抑制三路Doherty的整体带宽。本发明将输出匹配电路和补偿线一体化设置和调试，将补偿线加入峰值输出匹配电路中作峰值输出匹配电路，从而降低峰值输出匹配电路的Q值，极大地拓宽了三路Doherty功放的工作带宽；

步骤五：调试一新型负载调制网络，所述新型负载调制网络采用86.6欧四分之一波长的阻抗变换器T1；

步骤六：采用三路等分功分器将调试好的载波功率放大电路、第一峰值功率放大电路、第二峰值功率放大电路及新型负载调制网络组合起来，构成新型宽带三路Doherty功率放大器，其中，载波功率放大电路的输出端与所述阻抗变换器T1的一端相连接，所述阻抗变换器T1的另一端与所述第一峰值功率放大电路和第二峰值功率放大电路的输出端相连接，并共同与所述负载的一端相连接，所述负载的另一端接地。

参见图4a和图4b，所示为传统三路Doherty方案和本发明中新型宽带三路Doherty方案下模拟的主放大器在饱和点(大功率)和回退点(小功率)处负载阻抗实虚部随频率的变化关系，从图4a和图4b的图示可知，本发明极大地拓宽了三路Doherty功放的工作带宽。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。