功率放大电路的制作方法

本发明涉及功率放大电路。

背景技术：

已知在使用晶体管的功率放大电路中输出信号会产生失真，从而一般需要在较大范围的输出电平下抑制输出信号的失真。对于该要求，例如在专利文献1中公开了一种功率放大电路，其在偏置电路中使用检波用二极管对输入信号的包络信号的振幅进行检波，该振幅越大，就越加抑制偏置电流的电流量。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：国际公开第2009/125555号

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

失真特性不仅具有输出电平的依赖性，还存在频率依赖性，但是在专利文献1中公开的电路中，虽然能够在较大范围的输出电平下改善输出信号的失真特性，却难以改善宽频带的频率下的失真特性。

本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的是提供一种具备能在较大范围的输出电平以及宽频带的频率下改善输出信号的失真特性的偏置电路的功率放大电路。

解决技术问题的技术方案

为了达成上述目的，本发明的一个侧面所涉及的功率放大电路包括：第一输出晶体管，该第一输出晶体管的集电极或者漏极被提供电源电压，发射极或者源极接地，对提供至基极或者栅极的输入信号进行放大并从集电极或者漏极输出第一放大信号；第一晶体管，该第一晶体管的集电极或者漏极被提供电源电压，基极或者栅极被提供第一电流，从发射极或者源极向第一输出晶体管的基极或者栅极提供第一偏置电流；以及第二晶体管，该第二晶体管的集电极或者漏极与第一晶体管的基极或者栅极连接，该第二晶体管的基极或者栅极被提供第二电流，从发射极或者源极向第一输出晶体管的基极或者栅极提供第二偏置电流，并且该功率放大电路能对第一电流和第二电流中的至少一方的电流量进行调整。

发明效果

根据本发明，能提供一种具备能在较大范围的输出电平以及宽频带的频率下对输出信号的失真特性进行改善的偏置电路的功率放大电路。

附图说明

图1是本发明的第1实施方式所涉及的功率放大电路的电路图。

图2是示出本发明的第1实施方式所涉及的功率放大电路的增益特性图的曲线图。

图3是本发明的第2实施方式所涉及的功率放大电路的电路图。

图4是本发明的第3实施方式所涉及的功率放大电路的电路图。

图5是本发明的第4实施方式所涉及的功率放大电路的电路图。

图6是示出本发明的第4实施方式所涉及的功率放大电路的增益特性图的曲线图。

图7A是示出本发明的第1实施方式所涉及的功率放大电路和比较例的ACLR特性的模拟结果的曲线图。

图7B是示出本发明的第1实施方式所涉及的功率放大电路和比较例的增益特性的模拟结果的曲线图。

图8A是示出本发明的第4实施方式所涉及的功率放大电路的ACLR特性的模拟结果的曲线图。

图8B是示出本发明的第4实施方式所涉及的功率放大电路的ACLR特性的模拟结果的曲线图。

图8C是示出本发明的第4实施方式所涉及的功率放大电路的ACLR特性的模拟结果的曲线图。

图8D是示出本发明的第4实施方式所涉及的功率放大电路的增益特性的模拟结果的曲线图。

图8E是示出本发明的第4实施方式所涉及的功率放大电路的增益特性的模拟结果的曲线图。

图8F是示出本发明的第4实施方式所涉及的功率放大电路的增益特性的模拟结果的曲线图。

图9A是示出本发明的第4实施方式所涉及的功率放大电路的ACLR特性的模拟结果的曲线图。

图9B是示出本发明的第4实施方式所涉及的功率放大电路的增益特性的模拟结果的曲线图。

图9C是示出本发明的第4实施方式所涉及的功率放大电路的ACLR特性的模拟结果的曲线图。

图9D是示出本发明的第4实施方式所涉及的功率放大电路的增益特性的模拟结果的曲线图。

图9E是示出本发明的第4实施方式所涉及的功率放大电路的ACLR特性的模拟结果的曲线图。

图9F是示出本发明的第4实施方式所涉及的功率放大电路的增益特性的模拟结果的曲线图。

具体实施方式

以下，对于本发明的实施方式，参照附图进行详细说明。此外，对于相同的要素，标注相同符号并省略重复说明。

＝＝第1实施方式＝＝

图1是本发明的一个实施方式的功率放大电路100A的结构例的图。

功率放大电路100A对无线频率(RF：Radio Frequency)信号RFin(输入信号)进行放大，并输出放大信号RFout1(第一放大信号)。

如图1所示，功率放大电路100A包括偏置电路200A、控制电路300、电容元件C1、电感器L1、以及双极晶体管TrRF1。

偏置电路200A生成偏置电流Ibias1(第一偏置电流)、Ibias2(第二偏置电流)，并向双极晶体管TrRF1的基极提供偏置电流Ibias1、Ibias2。偏置电路200A的结构的详细情况将在后文中阐述。

控制电路300生成规定的电流，并将电流提供给偏置电路200A。具体而言，控制电路300将控制电流Icont1(第一控制电流)和Icont2(第二控制电流)提供给偏置电路200A，以控制偏置电流Ibias1和Ibias2的电流量。控制电流Icont1和Icont2能够分别独立地进行控制。

电容元件C1中，从功率放大电路100A的外部向第一端子提供RF信号RFin，第二端子与双极晶体管TrRF1的基极连接。电容元件C1去除RF信号RFin的直流分量。

电感器L1中，电源电压Vcc被提供至第一端子，第二端子与双极晶体管TrRF1的集电极连接。

双极晶体管TrRF1(第一输出晶体管)的集电极上经由电感器L1被提供电源电压Vcc，基极与电容元件C1的第二端子连接，发射极接地。从功率放大电路100A的外部提供的RF信号RFin、以及从偏置电路200A输出的偏置电流Ibias1、Ibias2被提供至双极晶体管TrRF1的基极。由此，从双极晶体管TrRF1的集电极输出将RF信号RFin放大后的放大信号RFout1。此外，双极晶体管TrRF1的增益特性受从偏置电路200A提供的偏置电流的控制。

接着，对于偏置电路200A的偏置电流的产生方法进行描述。

偏置电路200A包括电压生成电路210(210a、210b)；电阻元件R1、R2；以及双极晶体管Tr1、Tr2。

电压生成电路210(210a、210b)基于从控制电路300提供的控制电流Icont1和Icont2，生成规定电平的电压。

具体而言，电压生成电路210a(第一电压生成电路)包括例如电阻元件R3；双极晶体管Tr4、Tr5；以及电容元件C2。电阻元件R3(第一电阻元件)中，控制电流Icont1被提供至第一端子，第二端子与双极晶体管Tr4的集电极连接。双极晶体管Tr4(第四晶体管)中，进行二极管连接，集电极连接至电阻元件R3的第二端子，发射极连接至双极晶体管Tr5的集电极。双极晶体管Tr5(第五晶体管)中，进行二极管连接，集电极连接至双极晶体管Tr4的发射极，发射极接地。电容元件C2中，第一端子连接至电阻元件R3的第二端子和双极晶体管Tr4的集电极，第二端子接地。

此外，电压生成电路210b(第二电压生成电路)包括例如电阻元件R4(第二电阻元件)；双极晶体管Tr6(第六晶体管)、Tr7(第七晶体管)；以及电容元件C3。电压生成电路210b的结构与电压生成电路210a相同，因此省略详细的说明。

根据上述的结构，电压生成电路210a中，通过二极管连接的两个双极晶体管Tr4、Tr5，在双极晶体管Tr4的集电极产生规定电平的电压(第一电压)(例如2.6v左右)。在电压生成电路210b中，通过二极管连接的两个双极晶体管Tr6、Tr7，在双极晶体管Tr6的集电极产生规定电平的电压(第二电压)(例如2.6v左右)。

双极晶体管Tr1(第一晶体管)中，电源电压Vcc被提供至集电极，基极连接至双极晶体管Tr4的集电极，发射极连接至电阻元件R1的第一端子。提供至双极晶体管Tr1的基极的电流(第一电流)通过从控制电路300提供的控制电流Icont1进行控制。

双极晶体管Tr2(第二晶体管)中，集电极连接至双极晶体管Tr1的基极，基极连接至双极晶体管Tr1的集电极，发射极连接至电阻元件R2的第一端子。提供至双极晶体管Tr2的基极的电流(第二电流)通过从控制电路300提供的控制电流Icont2进行控制。

电阻元件R1、R2中，各自的第一端子与双极晶体管Tr1、Tr2的发射极连接，第二端子与双极晶体管TrRF1的基极连接。

根据上述结构，偏置电路200A生成偏置电流Ibias1、Ibias2，并提供至双极晶体管TrRF1的基极。

以下，作为偏置电流的供电源，对于偏置电流Ibias和Ibias2的切换作用和效果进行详细的说明。

偏置电流Ibias和Ibias2的各个电流值根据双极晶体管TrRF1的输出功率Pout1进行变动。对于这点进行说明。

在双极晶体管TrRF1的输出功率Pout1较小的情况(RF信号的信号电平较小的情况)下，双极晶体管TrRF1的基极电流Ibb的电流量较小。在该情况下，双极晶体管TrRF1所需要的偏置电流为少量，因此作为偏置电流的供电源，流过双极晶体管Tr2的偏置电流Ibias2占主导。这是因为若双极晶体管Tr2有电流流过，则双极晶体管Tr1的基极电流被引出，从而双极晶体管Tr1的基极电流减少。

另一方面，在双极晶体管TrRF1的输出功率Pout1较大的情况(RF信号的信号电平较大的情况)下，双极晶体管TrRF1的基极电流Ibb的电流量较大。在该情况下，双极晶体管TrRF1需要更多的偏置电流，因此使得从双极晶体管Tr1也提供偏置电流Ibias1。此时，若双极晶体管Tr1有电流流过，则双极晶体管Tr2的集电极电流将减少双极晶体管Tr1的基极电流(若将双极晶体管Tr1的电流放大率设为hFE，则基极电流＝Ibias1÷hFE)部分。因而，偏置电流Ibias1增加，而偏置电流Ibias2减少。即，若双极晶体管TrRF1的基极电流Ibb超过规定的电平，则作为偏置电流的供电源，流过双极晶体管Tr1的偏置电流Ibias1占主导。对于上述的偏置电流Ibias1、Ibias2的电流量，能通过对控制电流Icont1、Icont2的电流量进行控制来调整。

接着，关注功率放大电路100A中从双极晶体管TrRF1的基极端观察得到的偏置电路200A的输出阻抗Z*。将经由双极晶体管Tr1的路径的输出阻抗设为Z1，并将经由双极晶体管Tr2的路径的输出阻抗设为Z2将波尔兹曼常数设为k，将绝对温度设为T，将元电荷设为q，将电阻元件R1、R2的电阻值设为r1、r2，将双极晶体管Tr1的电流放大率设为hFE，将从双极晶体管Tr1的基极端观察得到的控制电路300侧的输出阻抗设为Z’，则Z1和Z2由以下的式(1)、(2)来表示。

【数学式1】

因而，Z*由以下式(3)来表示。

【数学式2】

在基极电流Ibb的电流量较少的情况下，如上所述作为偏置电流的供电源，偏置电流Ibias2占主导，式(1)的右边第一项中的Ibias1的值较小。因而，Z1为整体非常大的值，根据式(3)，Z*≈Z2成立。此处，将Z2与不具备双极晶体管Tr2时的偏置电路的输出阻抗Z1比较，则在式(2)的右边第2项中，Z2比Z1要大Z’未除以(1+hFE)的那部分的值。因而，在基极电流Ibb的电流值较低的情况下，偏置电路200A整体的输出阻抗Z*与不具备双极晶体管Tr2的情况相比较高。

另一方面，在基极电流Ibb的电流量较多的情况下，式(2)的右边第1项中的Ibias2的值较小，因此Z2成为非常大的值。因而，根据式(3)，Z*≈Z1成立，偏置电路200A整体的输出阻抗Z*成为与不具备双极晶体管Tr2的情况相同的值。

即，在双极晶体管TrRF1的输出功率Pout1较小的区域中，偏置电路200A整体的输出阻抗Z*与不具备双极晶体管Tr2的电路相比更高。相反地，在双极晶体管TrRF1的输出功率Pout1较大的区域中，偏置电路200A整体的输出阻抗Z*成为与不具备双极晶体管Tr2的电路大致相同的值。由此，偏置电路200A整体的输出阻抗Z*与不具备双极晶体管Tr2的电路相比，变化量较大。因而，在功率放大电路100A中，能通过控制电流Icont1、Icont2的控制，对偏置电流Ibias1、Ibias2的电流量进行调整，以使输出阻抗Z*变化。

此处，随着双极晶体管TrRF1的输出功率Pout1的增大,双极晶体管TrRF1的基极电流Ibb的电流值增加，则Ibb×Z*的值增加。由此，双极晶体管TrRF1的基极电压下降Ibb×Z*，因此不能得到理想的增益。即，若双极晶体管TrRF1超过在规定的输出电平下的功率值Pcomp，则发生增益减小的现象(增益压缩)，增益特性劣化。此外，在较大范围的输出电平下增益为固定的情况是理想的，而不固定的情况被称为增益特性劣化。

而且，若输出功率Pout1进一步增大，则伴随RF信号RFin的振幅增大，双极晶体管Tr1的发射极端的RF振幅变大。另一方面，基于RF信号RFin振幅的双极晶体管Tr1的基极端的RF振幅较小。即，在双极晶体管Tr1中，发射极电压的变化较大，另一方面基极电压的变化较小。

因而，在双极晶体Tr1的发射极电压随着RF信号RFin的振幅上升的情况下，和基极电压的差减小，双极晶体管Tr1成为截止状态。另一方面，在双极晶体Tr1的发射极电压下降的情况下，和基极电压的差增大，双极晶体管Tr1成为导通状态，抑制发射极电压的下降。由此，通过重复导通状态和截止状态，双极晶体管Tr1的发射极电压的平均值上升。

由此，双极晶体管TrRF1的基极电压上升，发生增益比理想值更高的现象(增益扩展)。即，在双极晶体管TrRF1中，若超过比规定的输出电平下的功率值Pcomp更高的输出电平下的功率值Pexp，则发生增益扩展，增益特性劣化。

对于上述的增益压缩和增益扩展，在功率放大电路100A中，通过上述的输出阻抗Z*的控制，能调整增益压缩开始的功率值Pcomp。以下，参照图2，对于功率值Pcomp、Pexp的具体的调整方法进行说明。

图2是示出双极晶体管TrRF1的输出功率Pout1和增益特性的关系图的曲线图。此处，作为输出阻抗Z*的控制的一个示例，对控制电流Icont2的电流量进行调整。如图2所示，若增加控制电流Icont2的电流量，则输出阻抗Z*增加，增益压缩开始的功率值Pcomp变小。相反地，若减小控制电流Icont2的电流量，则输出阻抗Z*减小，增益压缩开始的功率值Pcomp变大。由此，通过对控制电流Icont2进行调整，使得增益压缩开始产生的功率值Pcomp接近增益扩展开始产生的功率值Pexp，从而能够抑制增益特性伴随输出功率Pout1的变动而劣化。

而且，虽然增益特性存在频率依赖性，但是在功率放大电路100A中，能够根据RF信号RFin的频率独立地对控制电路300的控制电流Icont1和Icont2进行控制。因而，在宽频带的RF信号RFin中，能改善增益特性的劣化。

＝＝第2实施方式＝＝

图3是示出功率放大电路100的一个示例即功率放大电路100B的图。此外，在与功率放大电路100A等同的要素上标注相同的标号并省略说明。功率放大电路100B包括偏置电路200B代替功率放大电路100A的偏置电路200A。

偏置电路200B与图1所示的偏置电路200A相比，不同之处在于还具备电流调整电路220。

电流调整电路220包括双极晶体管Tr3和电阻元件R5。

双极晶体管Tr3(第三晶体管)中，集电极与双极晶体管Tr2的基极连接，基极与电阻元件R5的第一端子连接，发射极接地。

电阻元件R5中，第一端子与双极晶体管Tr3的基极连接，第二端子与双极晶体管Tr1的发射极连接。

在偏置电路200B中，电流调整电路220根据流过双极晶体管Tr1的偏置电流Ibias1的电流量，对双极晶体管Tr2的基极电流的电流量进行调整。具体而言，若偏置电流Ibias1超过规定的电平，则双极晶体管Tr3呈导通状态，并引出双极晶体管Tr2的基极电流。因而，流过双极晶体管Tr2的偏置电流Ibias2的电流量减少，因此能够减小偏置电流的主要供电源从双极晶体管Tr2切换到双极晶体管Tr1(从Ibias1<Ibias2变为Ibias1>Ibias2)时的输出信号的电平。

＝＝第3实施方式＝＝

图4是示出功率放大电路100的一个示例即功率放大电路100C的图。此外，在与功率放大电路100A等同的要素上标注相同的标号并省略说明。功率放大电路100C包括偏置电路200C代替功率放大电路100A的偏置电路200A。

偏置电路200C与图1所示的偏置电路200A相比，不同之处在于：电源电压Vcc(第一控制电压)代替控制电流Icont1被提供至电压生成电路210a的输入端子(电阻元件R3的第一端子)。根据该结构，电压生成电路210a通过电源电压Vcc来驱动，因此与偏置电路200A相比，能够减少一个端子。因而，功率放大电路100C与功率放大电路100A相比，能够缩小芯片尺寸并且获得与功率放大电路100A相同的效果。

此外，还能采用以下结构：将电源电压Vcc(第二控制电压)提供至电压生成电路210b的输入端子(电阻元件R4的第一端子)而非电压生成电路210a，将控制电流Icont1提供至电压生成电路210a的输入端子(电阻元件R3的第一端子)。

此外，如图3所示的功率放大电路100B那样，即使在具备电流调整电路220的结构中，也能够采用与图4所示的实施方式相同的结构。

＝＝第4实施方式＝＝

图4是示出功率放大电路100的一个示例即功率放大电路100D的图。此外，在与功率放大电路100A等同的要素上标注相同的标号并省略说明。

功率放大电路100D与图1所示的功率放大电路100A相比，不同之处在于采用两级放大器的多级放大电路。

具体而言，如图5所示，功率放大电路100D除了功率放大电路100A的结构以外，还包括偏置电路200D、电容元件C4、电感器L2、以及双极晶体管TrRF2。

偏置电路200D包括电压生成电路210c、电阻元件R6、以及双极晶体管Tr8。

电压生成电路210c包括例如电阻元件R7；双极晶体管Tr9、Tr10；以及电容元件C5。电压生成电路210c的结构与电压生成电路210a相同，因此省略详细的说明。

电阻元件R6中，第一端子与双极晶体管Tr8的发射极连接，第二端子与双极晶体管TrRF2的基极连接。

双极晶体管Tr8中，电源电压Vcc被提供至集电极，基极连接至电阻元件R7的第二端子和双极晶体管Tr9的集电极，发射极连接至电阻元件R6的第一端子。从控制电路300提供的控制电流Icont3和从电压生成电路210c输出的电压被提供至双极晶体管Tr8的基极。由此，从双极晶体管Tr8的发射极输出偏置电流。

通过上述结构，偏置电路200D将偏置电流提供至双极晶体管TrRF2的基极。

电容元件C4中，通过双极晶体管TrRF1的集电极放大后的放大信号RFout1被提供至第一端子，第二端子与双极晶体管TrRF2的基极连接。电容元件C4去除放大信号RFout1的直流分量。

电感器L2中，电源电压Vcc被提供至第一端子，第二端子与双极晶体管TrRF2的集电极连接。

双极晶体管TrRF2(第二输出晶体管)中，电源电压Vcc经由电感器L2被提供至集电极，基极与电容元件C4的第二端子连接，发射极接地。放大信号RFout1和从偏置电路200D输出的偏置电流被提供至双极晶体管TrRF2的基极。由此，从双极晶体管TrRF2的集电极输出将放大信号RFout1进一步发大后的放大信号RFout2(第二放大信号)。即，功率放大电路100D与功率放大电路100A～100C相比，是电路整体的放大率更高的电路。

接着，对于功率放大电路100D的增益特性的劣化的改善方法，参照图6进行说明。

图6的上部是示出功率放大电路100D的双极晶体管TrRF1(第一级放大器)和双极晶体管TrRF2(最后极放大器)各自的输出功率和增益特性的关系图的曲线图。如图6上部所示，不具备双极晶体管Tr2的偏置电路200D所在的最后级放大器的增益特性在超过规定的输出功率值时发生增益扩展，之后进行增益压缩。

此处，第一级放大器如图2所示，通过偏置电路200A，能够对在开始增益压缩的输出电平下的功率值Pcomp进行调整。因而，通过对功率值Pcomp进行调整，使得第一级放大器的增益特性成为最后级放大器的增益特性的相反特性，从而能够使第一级放大器和最后级放大器各自的特性劣化相互抵消，改善通过整个放大器后的增益特性的劣化。

具体而言，如图6上部所示，能够使第一级放大器开始增益压缩的功率值Pcomp_Pre接近最后级放大器开始增益扩展的功率值Pexp_Post。由此，如图6下部所示，若将第一级放大器和最后级放大器的增益特性合成，则在最后级放大器产生的增益扩展被在第一级放大器产生的增益压缩抵消，从而提高增益特性的线性。因而，功率放大电路100D与功率放大电路100A相比，能够确保更高的放大率，并且能改善通过整个放大器后的增益特性的劣化。

而且，如图6下部所示，对于在增益压缩和增益扩展发生切换的输出电平下的功率值Ptop，在合成后的增益特性中，与不使用偏置电路200A的最后级放大器相比，能够得到比功率值Ptop更高的功率值Ptop′。即，功率放大电路100D与不具备偏置电路200A的多级放大器相比，能够对更大范围的功率值的RF信号RFin改善其增益特性的劣化。

此外，与功率放大电路100A相同，通过控制电路300能够对控制电流Icont1～Icont3分别独立地进行控制，因此能够对宽频带的RF信号RFin改善其增益特性的劣化。

此外，即使在如图3所示的功率放大电路100B那样具备电流调整电路220的结构，或者如图4所示的功率放大电路100C那样将电源电压Vcc提供至电压生成电路210a或210b的输入端子的结构中，也能够采用与图5所示的实施方式相同的结构。

此外，放大器不限于两级，也可以是三级以上。

此外，在本实施方式中，对于第一级放大器虽然是通过偏置电路200A提供偏置电流，但是偏置电路200A提供偏置电流的放大器不限于第一级，可以是任一级的放大器。

＝＝模拟结果＝＝

接着，对于功率放大器100A、100D的相邻信道泄漏功率比(AdjacentChannel Leakage Ratio:ACLR)特性和增益特性的模拟结果，参照图7～图9进行说明。

图7A和图7B是示出本发明的第1实施方式所涉及的功率放大电路100A和比较例的ACLR特性和增益特性的模拟结果的曲线图。此外，比较例是具备偏置电路200D来代替功率放大电路100A的结构要素中的偏置电路200A的功率放大电路。图7A所示的曲线图中的纵轴表示ACLR(dBc)，图7B所示的曲线图中的纵轴表示增益(dB)，横轴都表示放大信号RFout1的功率Pout1(dBm)。图7A和图7B是在RF信号RFin的频率为824MHz时，控制电流Icont1＝200μA，Icont2＝10μA时的模拟结果。

如图7所示，可知对于功率放大电路100A的ACLR特性，特别是在输出功率Pout1为17dBm～29dBm的区域中，功率放大电路100A的ACLR比比较例低，放大信号RFout1的输出信号的失真得到改善。

此外，如图7B所示，可知对于增益特性，特别是功率Pout1为20dBm以上的区域的增益扩展相比于比较例得到抑制，增益特性的线性也得到提高。

接着，对于多级放大电路即本发明的第四实施方式所涉及的功率放大电路100D的模拟结果进行说明。

图8A～图8F是示出使控制电流Icont1、Icont2的值发生各种变化时的功率放大电路100D的ACLR特性和增益特性的模拟结果的曲线图。图8A～图8C所示的曲线图中的纵轴表示ACLR(dBc)，图8D～图8F所示的曲线图中的纵轴表示增益(dB)，横轴都表示放大信号RFout2的功率Pout2(dBm)。图8A～图8F是对于频率为716MHz的RF信号RFin，使控制电流Icont1、Icont2分别变为Icont1＝(320μA,400μA,480μA),Icont2＝(490μA,560μA,630μA,700μA,770μA,840μA,910μA(图8A～图8C))时的结果。

如图8A～图8F所示，可知根据Icont1、Icont2的电流量，ACLR特性和增益特性发生变化。根据图8A～图8C的比较，在(Icont1,Icont2)＝(320μA,840μA)时，特别是功率Pout2在25dBm附近的ACLR为最小(图8A)。此外，根据图8D～图8F的比较，对于增益，在(Icont1,Icont2)＝(320μA,840μA)时，在较大范围的功率Pout2下增益最高，并维持了线性(图8D)。因而，可知对于频率为716MHz的RF信号RFin，例如通过将控制电流设为(Icont1,Icont2)＝(320μA,840μA)，能大幅地改善放大信号RFout2的输出信号的失真。

接着，对于不同频率的RF信号RFin的控制电流的优选组合，参照图9A～图9F进行说明。

图9A～图9F是示出在功率放大电路100D中，将RF信号RFin的频率设为716MHz、824MHz、915MHz时分别适当地设定控制电流Icont1、Icont2的电流量时的模拟结果的曲线图。图9A、图9C、图9E所示的曲线图中的纵轴表示ACLR(dBc)，图9B、图9D、图9F所示的曲线图中的纵轴表示增益(dB)，横轴都表示放大信号RFout2的功率Pout2(dBm)。

如图9A～图9F所示，与RF信号RFin的频率对应的控制电流Icont1、Icont2的优选组合是(频率:Icont1,Icont2)＝(716MHz:320μA,840μA),(824MHz:480μA,840μA),(915MHz:400μA,910μA)。即，控制电流Icont1、Icont2的优选组合根据RF信号RFin的频率发生变化。

根据上述的模拟结果可知，在功率放大电路100D中，通过根据RF信号RFin的频率分别独立地对控制电流Icont1、Icont2进行控制，可减少放大信号RFout2的输出信号的失真。

以上对于本发明的示例性的实施方式进行了说明。功率放大电路100A～100D通过在偏置电路中设置双极晶体管Tr2，从而能增加从双极晶体管TrRF1的基极端观察得到的偏置电路的输出阻抗Z*，并且通过控制电流Icont1～Icont3的调整能对输出阻抗Z*进行调整。由此，对于双极晶体管TrRF1的增益特性，能够在输出功率下调整进行增益压缩和增益扩展的区域，能够在较大范围的输出功率下改善放大信号RFout1、RFout2的输出信号的失真。此外，根据RF信号RFin的频率，能对控制电流Icont1～Icont3进行适当地调整。因而，在宽频带的RF信号RFin中，能改善放大信号RFout1、RFout2的输出信号的失真。

此外，功率放大电路100B具备电流调整电路220，其根据流过双极晶体管Tr1的偏置电流Ibias1的电流量，引出双极晶体管Tr2的基极电流的电流量。由此，与功率放大电路100A相比，能减小偏置电流的供电源从双极晶体管Tr2向双极晶体管Tr1切换时的输出信号的电平。

此外，功率放大电路100C代替控制电路300通过电源电压Vcc对电压生成电路210a或者电压生成电路210b进行驱动。由此，与功率放大电路100A相比，能够通过较小的芯片尺寸获得与功率放大电路100A相同的效果。

此外，功率放大电路100D是在具备两级放大器的多级放大器电路中，将通过第一级放大器获得的放大信号RFout1在最后级进一步放大，从而输出放大信号RFout2的电路。在功率放大电路100D中，通过对于第一级放大器使用偏置电路200A，能将增益特性调整成最后级放大器的增益特性的相反特性。由此，第一级和最后级的特性劣化相互抵消，从而能改善作为电路整体的增益特性的劣化。

此外，功率放大电路100A～100D具备根据RF信号RFin的频率对控制电流Icont1～Icont3的电流量进行调整的控制电路300。由此，能够根据RF信号RFin的频率，对双极晶体管Tr1或者双极晶体管Tr2的基极电流进行调整。

此外，图1和图3～图5所示的功率放大电路中的各个双极晶体管也可以用MOSFET来代替。

以上说明的各实施方式，是用于方便理解本发明，而并不用于限定并解释本发明。在不脱离本发明的思想的前提下，可以对本发明进行变更/改良，并且本发明的等同发明也包含在本发明内。即，本领域的技术人员在各实施方式上加以适当的设计变更，只要包含本发明的技术特征，也被包含在本发明的范围内。例如，各实施方式具备的各要素及其配置、材料、条件、形状、尺寸等，不限于实施方式所举例示出的，可以进行适当变更。此外，各实施具备的各要素可在技术上可能的范围内组合，这些要素的组合物只要包含本发明的技术特征也被包含在本发明的范围内。

标号说明

100A、100B、100C、100D 功率放大电路

200A、200B、200C、200D 偏置电路

210a、210b、210c 电压生成电路

220 电流调整电路

300 控制电路

Vcc 电源电压

Tr1、Tr2、Tr3、Tr4、Tr5、Tr6、Tr7、Tr8、Tr9、Tr10、TrRF1、TrRF2 双极晶体管

C1、C2、C3、C4、C5 电容元件

R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7 电阻元件

L1、L2 电感器。