基于SEPIC与Flyback电路的原边控制LED驱动电路的制作方法

文档序号:11139932
基于SEPIC与Flyback电路的原边控制LED驱动电路的制造方法与工艺

本发明属于LED驱动电路领域。



背景技术:

LEDs因为其使用寿命长,对环境无污染,发光光色纯净,工作效率高等优点,已经广泛应用于街道照明、室内照明、LCD背光光源等多个领域。随着LED封装技术的不断成熟,LEDs已经呈现出取代荧光灯照明的趋势。按照LED恒流驱动的特性,高效稳定的LED驱动电路,已收到越来越多研究人员的关注。目前主要存在以下几个问题:

1、传统的LED驱动器一般包含两级结构:前级是功率因数校正单元,作用是为了提高功率因数和降低总谐波因数,降低对电网的干扰,满足IEC61000和Energy Star标准对LED照明系统的要求;后级属于DC-DC变换器单元,为LED负载提供能量。这种传统两级结构能获得较高的功率因数和较好的工作性能。但是,这种两级结构需要各自的控制单元,增加了系统的整体成本,降低了系统的可靠性。

2、传统的控制方法,采用副边采样反馈的方式,该方法控制准确性高,但是也增加了更多的器件,使得系统整体的功率密度大幅降低;另外,反馈电路中一般会采用光耦,随着系统使用时间的增加,光衰也变得严重,明显降低了系统的工作寿命和控制的准确性。



技术实现要素:

本发明是为了解决传统的LED驱动器系统的可靠性低,系统整体的功率密度低,采用光耦降低了系统的工作寿命和控制的准确性的问题,现提供基于SEPIC与Flyback电路的原边控制LED驱动电路。

基于SEPIC与Flyback电路的原边控制LED驱动电路,220V交流市电输入电路与SEPIC电路电气连接,SEPIC电路与Flyback变换器电路电气连接,Flyback变换器电路与待驱动的LED电器连接,SEPIC电路与Flyback变换器电路共同与开关管Q电气连接,

SEPIC电路用于前级的功率因数校正,

Flyback变换器电路用于实现原边控制。

220V交流市电输入电路包括:二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4和电容C0

二极管D1的负极、二极管D2的负极和电容C0的一端相连,并作为220V交流市电输入电路的一个电气连接端,

二极管D3的正极、二极管D4的正极和电容C0的另一端同时接电源地,

二极管D1的正极与二极管D3的负极相连,二极管D2的正极与二极管D4的负极相连,

二极管D1的正极与二极管D4的负极接入交流电源。

SEPIC电路包括:电感L1、二极管D5、电容C1、电感L2、二极管D6和母线电容C3

电感L1的一端与220V交流市电输入电路的一个电气连接端相连,电感L1的另一端同时连接二极管D5的正极和电容C1的一端,

二极管D5的另一端作为SEPIC电路的开关管连接端,

电容C1的另一端同时连接二极管D6的正极和电感L2的一端,

二极管D6的负极连接母线电容C3的正极,并同时作为SEPIC电路的一个电气连接端,

电感L2的另一端和母线电容C3的负极同时接电源地。

Flyback变换器电路包括:电感Lp、变压器T1、二极管D7、电感Lleak和输出电容C4

电感Lp的一端与SEPIC电路的一个电气连接端连接,电感Lp的另一端与电感Lleak的一端相连,电感Lleak的另一端作为Flyback变换器电路的开关管连接端,

变压器T1的原边接入电感Lp的两端,

变压器T1副边一端连接二极管D7的正极,

二极管D7的负极连接输出电容C4的正极,并同时作为待驱动LED的正极接入端,

变压器T1副边另一端和电容C4的负极同时接电源地,并同时作为驱动LED的负极接入端。

开关管Q为单极拓扑下公用的开关管;

SEPIC电路的开关管连接端和Flyback变换器电路的开关管连接端同时连接开关管Q的漏极,

开关管Q的源极连接电阻Rcs的一端,电阻Rcs的另一端接电源地。本发明的优点:

1、实现较高的功率因数,功率因数保持在0.995以上,在输入电压90V~260V范围内,THD在10%以内,满足国际IEC6100-3-2的标准。其输入电压电流波形如图3所示。

2、实现准谐振的开关模式,减少了开关管的开关损耗,在额定输入220VAC条件下,额定负载的工作效率能够达到89%。MOSFET的准谐振开关波形如图4所示。

3、系统通过原边控制策略,实现对LED负载的控制管理。图5是提出的控制策略与传统原边检测电路的输出电流对比图。

附图说明

图1为基于SEPIC与Flyback电路的原边控制LED驱动电路的示意图;

图2为SEPIC电路工作模态示意图;

图3为输入电压电流波形图;

图4为准谐振开关的实测波形图;

图5为宽范围的输入电压下流过LED的电流波形图;

图6为副边二极管放电检测电路图;

图7为辅助绕组的震荡电压波形图;

图8为镜像电容补偿的采样保持电路图。

具体实施方式

具体实施方式一:本实施方式所述的基于SEPIC与Flyback电路的原边控制LED驱动电路,220V交流市电输入电路与SEPIC电路电气连接,SEPIC电路与Flyback变换器电路电气连接,Flyback变换器电路与待驱动的LED电器连接,

SEPIC电路用于前级的功率因数校正,

Flyback变换器电路用于实现原边控制。

SEPIC电路(single ended primary inductor converter,允许输出电压大于、小于或者等于输入电压的DC--DC变换器),在电路设计阶段,对输入的电流纹波进行限制,因此可以省去电路输入端的低通滤波电路。同时,SEPIC电路具有升、降压特性,对于后级电路的设计能够更灵活。因此,本实施方式中选择SEPIC电路作为前级的功率因数校正电路。

Flyback变换器电路(单端反激式电路)因为其设计简单,成本低,电气隔离等优点,广泛应用于中小功率应用领域。针对Flyback DC-DC电路,采用原边控制电路,能够简化副边反馈所使用较多的器件,同时取消光耦,提高了系统的工作可靠性。

具体实施方式二:参照图1具体说明本实施方式,本实施方式是对具体实施方式一所述的基于SEPIC与Flyback电路的原边控制LED驱动电路作进一步说明,本实施方式中,所述原边控制LED驱动电路包括:二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、电容C0、电感L1、二极管D5、电容C1、电感L2、二极管D6、母线电容C3、电感Lp、变压器T1、二极管D7、电感Lleak、输出电容C4、开关管Q和电阻Rcs

二极管D1的负极、二极管D2的负极、电容C0的一端和电感L1的一端相连,

二极管D3的正极、二极管D4的正极和电容C0的另一端同时接电源地,

二极管D1的正极与二极管D3的负极相连,二极管D2的正极与二极管D4的负极相连,

二极管D1的正极与二极管D4的负极接入交流电源;

电感L1的另一端同时连接二极管D5的正极和电容C1的一端,

二极管D5的另一端和电感Lleak的另一端同时连接开关管Q的漏极,

电容C1的另一端同时连接二极管D6的正极和电感L2的一端,

二极管D6的负极、母线电容C3的正极和电感Lp的一端相连,

电感L2的另一端和母线电容C3的负极同时接电源地

电感Lp的另一端与电感Lleak的一端相连,

变压器T1的原边接入电感Lp的两端,

变压器T1副边一端连接二极管D7的正极,

二极管D7的负极连接输出电容C4的正极,并同时作为待驱动LED的正极接入端,

变压器T1副边另一端和电容C4的负极同时接电源地,并同时作为驱动LED的负极接入端,

开关管Q的源极连接电阻Rcs的一端,电阻Rcs的另一端接电源地。

结合图2所示,SEPIC电路工作模态如下:

模态1(t0~t1):在t0时刻,开关管Q导通,流过电感L1电流,通过二极管D5、开关管Q,iL1线性增加,电容C1通过二极管D5、开关管Q给电感L2充电。

模态2(t1~t2):在t1时刻,开关管Q关断,电感L1与电容C1一起,通过二极管D6一起给母线电容C3充电,此时,通过二极管D6的电流达到最大值。经过二极管D6的电流逐渐降低,当流经二极管D7为零,模态2结束。

模态3a(t2~t3):t2当输入电压较小时,流经二极管D6电流首先到零,然后,直到副边二极管D7的电流到达零,变压器原边电感与开关管Q漏源极两端的寄生电容谐振,当谐振电压波形处于波谷时,开通开关管Q,模态3结束。新的周期开始。

模态3b(t2~t3):当输入电压较大时,二极管D7的电流先到达零,变压器原边电感与开关管Q漏源极两端的寄生电容谐振,二极管D6受到原边反馈电压钳位,经过它的电流逐渐减小,直到从零反向增加。此外,谐振电压波形处于波谷时,开通开关管,模态3结束,新的周期开始。

从公式(1)可知,输入电流跟随输入电压Vmsin(wt)变化而变化,所以,SEPIC电路工作于断续模式时,能够实现功率因数矫正的功能。

其中,iin(t)表示输入电流,Vm表示Vin(t)的振幅、D表示占空比、Ts表示切换周期、Leq表示L1和L2的平均电感。。Flyback变换器电路的工作模态主要有以下两种:

模态1,在t0时刻,开关管Q导通,母线电容C3,经过开关管Q,给Flyback原边励磁电感Lp充电。电感Lp内的电流也线性增加,副边的负载LEDs(多个LED二极管)的能量由输出电容C4提供;

模态2:在t1时刻,开关管Q关断,Flyback电路将原边能量传递到副边,经过副边二极管D7电流逐渐降低直到为零,变压器原边电感与开关管Q漏源极两端的寄生电容谐振,谐振电压波形处于波谷时,开通开关管Q,新周期开始。

为了提高对输出电容的结果tDIS的检测精度,提出如图6所示的模拟控制电路。Vaux为图7所示的辅助绕组检测电压,通过积分电容Caux,将震荡的电压积分,形成稳定的检测tDIS起始点的电压Vaux。将Vaux经过过零比较器,即可检测出tDIS的起始点。对于tDIS的结束时刻,为了取代数字控制电路的复杂算法,采用延时平移的方式,通过比较Vdelay和Vaux,从而得到副边工作的tDIS结束点。

本实施方式采用镜像电容补偿的电路方案来解决峰值电流检测的不准确性,其原理图如图8所示。其中,Vcs是峰值电流对应的采样电压。在保持阶段,镜像电容C补偿保持电容CH,传递给开关管SW1漏栅级间的寄生电容Cgd。另外,保持电容处于反馈环路上,这样可以不被输出信号影响。

主要器件的参数如表1所示。

表1 主要器件参数

再多了解一些
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