一种抑制任意阶次混频杂散的混频电路的制作方法

本发明涉及一种抑制任意阶次混频杂散的混频电路，特别涉及一种通过矢量合成抑制任意阶次混频产物的混频电路，属于微波技术领域。

背景技术：

目前随着通信卫星容量的增加，其工作频率和带宽均显著增加，其带宽在Ka频段可达到1.5GHz，在Q频段和V频段工作带宽可达2.5GHz，对于接收机/变频器而言宽带宽特性往往会造成带内出现混频产物，这种带内的混频产物滤波器无法实现滤除，从而影响了接收机的性能。

混频器作为星载微波接收机中的一种核心的微波器件，其性能好坏直接影响着接收机的性能。混频器有多种类型，包括单终端、单平衡、双平衡形式，随着星载有源产品对集成度的要求越来越高，目前，航天产品星载接收机中的混频器基本采用MMIC集成的双平衡混频器或单平衡混频器，具有体积小、一致性好、可靠性高的特点，但这类混频器对混频杂散的抑制能力非常有限，尤其在工作带宽很宽或者上变频体制下这类混频杂散往往落入中频带内，其幅度较高，滤波器无法滤除。这造成接收机的杂散抑制恶化，同时无杂散动态范围降低，严重影响了接收机性能。

技术实现要素：

本发明的技术解决问题是：克服现有技术的不足，提出了一种抑制任意阶次混频杂散的混频电路，该混频器为一种通过矢量合成的方式抑制混频杂散输出幅度的混频电路，解决了星载微波接收机宽带工作模式下混频杂散落入带内无法抑制的问题，大大降低了射频链路的设计难度。

本发明的技术解决方案是：

一种抑制任意阶次混频杂散的混频电路，该混频电路包括第一混频器、第二混频器、第一功分器、第二功分器、第一移相器、第二移相器和合成器；

所述的第一混频器和第二混频器均为双平衡混频器；

所述的第一功分器和第二功分器均为0°功分器；

所述的合成器为0°合成器；

第一功分器与第一移相器、第二混频器通过微波传输线连接；

所述的第一移相器与第一混频器通过微波传输线连接；

所述的第一混频器与合成器、第二移相器通过微波传输线连接；

所述的合成器与第二混频器通过微波传输线连接；

所述的第二混频器与第二功分器通过微波传输线连接；

所述的第二功分器与第二移相器通过微波传输线连接；

射频信号通过第一功分器进行功分为两路，其中一路通过第一移相器进行相位预偏后输出给第一混频器的射频端口；另一路直接输入到第二混频器的射频端口；

本振信号通过第二功分器进行功分为两路，其中一路通过第二移相器进行相位预偏后输出给第一混频器的本振端口；另一路直接输入到第二混频器的本振端口；

第一混频器对接收到的射频信号和本振信号进行混频后输出含有中频信号的混频产物给合成器；

第二混频器对接收到的射频信号和本振信号进行混频后输出含有中频信号的混频产物给合成器；

合成器对接收到的两路混频产物进行合成后输出中频信号。

所述的第一混频器、第二混频器、第一功分器、第二功分器、第一移相器、第二移相器和合成器均分别通过MMIC芯片实现；

假设该混频电路工作频段内的混频产物阶次为M*RF±N*LO；

RF为射频信号的频率，LO为本振信号的频率；

所述的射频信号通过第一移相器进行相位预偏的数值为

所述的本征信号通过第二移相器进行相位预偏的数值为

其中，M为第一混频器输出的混频产物中射频分量的阶次或第二混频器输出的混频产物中射频分量的阶次(第一混频器输出的混频产物中射频分量的阶次与第一二混频器输出的混频产物中射频分量的阶次相同)；N为第一混频器输出的混频产物中本振分量的阶次或第二混频器输出的混频产物中本振分量的阶次(第一混频器输出的混频产物中本振分量的阶次与第一二混频器输出的混频产物中本振分量的阶次相同)。

有益效果

(1)本发明通过调整第二移相器使得两路本振信号预先偏差一定的相位假设带内的混频产物为M*RF±N*LO，则预偏相位差和本振阶次的关系如果满足则该带内杂散可在中频输出通过矢量合成(幅度相等，相位相反)实现抵消。与本振类似也可以调整射频支路的移相器使得两路射频信号预先偏差一定的相位假设带内的混频产物为M*RF±N*LO，则预偏相位差和射频阶次的关系如果满足则该带内杂散可在中频输出通过矢量合成(幅度相等，相位相反)实现抵消。通过调整射频和本振支路的移相器相位，则混频后本振阶数为N，射频阶数为M的混频产物(M*RF±N*LO)均能够实现等幅反相抵消，从而实现对任意阶次混频产物的高抑制。

(2)在混频器、电桥的一致性和平衡度非常理想的情况下，对带内混频杂散的抑制理论上可以达到无限低，但在实际中，混频器、电桥的幅度和相位会存在一定的不平衡度或差异，本发明的电路也保证了在一定容差范围内，混频器能达到较好的对带内混频杂散的抑制效果。

(3)本发明的电路解决了现有混频器对带内混频杂散抑制能力有限，落入带内的混频杂散无法通过滤波器进行抑制，设计并制作了一种通过矢量合成抑制混频杂波输出幅度的混频电路，给出了设计和分析方法，最后给出了具体的设计仿真结果。该混频电路大大提升了带内混频杂散的抑制度，提高了接收机/变频器性杂散抑制性能，电路采用多级MMIC芯片进行集成，无需调试，通用设计性强，通过移相器对本振和射频信号进行相位连续调整，实现对任意阶次混频产物的高抑制，设计灵活性大，可以很好的应用于星载微波接收机。

(4)本发明通过采用矢量合成的方式抑制混频杂散输出幅度的混频器能显著提升接收机的混频杂散抑制能力，降低接收机的设计难度。

附图说明

图1是本发明的混频电路的组成示意图；

图2为双平衡混频器或单平衡混频器输出信号的频谱图，图中m1为混频器的输出的中频信号，m2为2*RF-4*LO；

图3为实施例中混频电路的输出信号的频谱结果图，图中m1为合成器输出的中频信号，m2为2*RF-4*LO。

具体实施方式

射频通过0°功分器进行功分，其中一路经过移相器后输入混频器1射频输入端口，另一路直接输入混频器2的射频端口，本振通过0°功分器进行功分，其中一路经过移相器后输入混频器1的本振端口，另外一路直接输入混频器2的本振端口，两个混频器中频输出端口分别接入0°合成器的两个输入端后合成输出。

通过调整本振支路的移相器使得两路本振信号预先偏差一定的相位假设带内的混频产物为M*RF±N*LO，则预偏相位差和本振阶次的关系如果满足则该带内杂散可在中频输出通过矢量合成(幅度相等，相位相反)实现抵消。与本振类似也可以调整射频支路的移相器使得两路射频信号预先偏差一定的相位假设带内的混频产物为M*RF±N*LO，则预偏相位差和射频阶次的关系如果满足则该带内杂散可在中频输出通过矢量合成(幅度相等，相位相反)实现抵消。通过调整射频和本振支路的移相器相位，则混频后本振阶数为N，射频阶数为M的混频产物(M*RF±N*LO)均能够实现等幅反相抵消，从而实现对任意阶次混频产物的高抑制。

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

实施例1

如图1所示，一种抑制任意阶次混频杂散的混频电路，该混频电路包括第一混频器、第二混频器、第一功分器、第二功分器、第一移相器、第二移相器和合成器；

所述的第一混频器和第二混频器均为双平衡混频器；

所述的第一功分器和第二功分器均为0°功分器；

所述的合成器为0°合成器；

第一功分器与第一移相器、第二混频器通过微波传输线连接；

所述的第一移相器与第一混频器通过微波传输线连接；

所述的第一混频器与合成器、第二移相器通过微波传输线连接；

所述的合成器与第二混频器通过微波传输线连接；

所述的第二混频器与第二功分器通过微波传输线连接；

所述的第二功分器与第二移相器通过微波传输线连接；

射频信号通过第一功分器进行功分为两路，其中一路通过第一移相器进行相位预偏后输出给第一混频器的射频端口；另一路直接输入到第二混频器的射频端口；

本振信号通过第二功分器进行功分为两路，其中一路通过第二移相器进行相位预偏后输出给第一混频器的本振端口；另一路直接输入到第二混频器的本振端口；

第一混频器对接收到的射频信号和本振信号进行混频后输出含有中频信号的混频产物给合成器；

第二混频器对接收到的射频信号和本振信号进行混频后输出含有中频信号的混频产物给合成器；

合成器对接收到的两路混频产物进行合成后输出中频信号。

所述的第一混频器、第二混频器、第一功分器、第二功分器、第一移相器、第二移相器和合成器均分别通过MMIC芯片实现；

假设该混频电路工作频段内的混频产物阶次为M*RF±N*LO；

RF为射频信号的频率，LO为本振信号的频率；

所述的射频信号通过第一移相器进行相位预偏的数值为

所述的本征信号通过第二移相器进行相位预偏的数值为

其中，M为第一混频器输出的混频产物中射频分量的阶次或第二混频器输出的混频产物中射频分量的阶次(第一混频器输出的混频产物中射频分量的阶次与第一二混频器输出的混频产物中射频分量的阶次相同)；N为第一混频器输出的混频产物中本振分量的阶次或第二混频器输出的混频产物中本振分量的阶次(第一混频器输出的混频产物中本振分量的阶次与第一二混频器输出的混频产物中本振分量的阶次相同)。

一种Ka频段通过矢量合成抑制混频杂散输出幅度的混频电路，其指标要求如下所示。

射频输入频率：27.5GHz～29GHz

射频输入中心频率：28.25GHz

工作带宽：1500MHz

本振工作频率：8.8GHz

中频输出频率：18.7GHz～20.2GHz

射频输入功率：≤-10dBm

本振输入功率：≥+12dBm

带内混频杂波(M*RF±NLO)：≤-60dBc

该混频电路工作频段内的混频产物阶次为M*RF±N*LO＝2*RF-4*LO；

可以看出，Ka频段接收机的工作带宽很宽，达到1.5GHz，混频产物2RF-4LO落在中频输出频段带内，该杂波无法通过滤波器滤除。如果采用传统的双平衡或单平衡混频器方案，对该杂散的抑制只能为-45dBc左右的量级，输出信号的频谱图如图2所示，由图2可知，输出的信号远远达不到使用要求。

本设计实例保证射频支路的信号等幅同相(射频支路的移相器设置为0°)，通过本振支路的移相器进行相位预偏实现对2RF-4LO混频杂散的抑制。保证本振支路的信号等幅同相，通过射频支路的移相器进行相位预偏实现对混频杂散的抑制原理见实施例2。

工作于28.25GHz的射频信号通过第一功分器，等分为两个等幅同相的射频信号，其中一路通过第一移相器进行相位预偏后输出给Ka频段第一混频器的射频端口；另一路直接输入到Ka频段第二混频器的射频端口；相位预偏的数值为

工作于8.8GHz的本振信号通过第二功分器，其中一路经过第二移相器实现相位预偏，相位预偏的数值为即然后进入Ka频段第一混频器，另一路直接进入Ka频段第二混频器2；经过两个混频器混频后的中频信号经过一个0°合成器合成输出。由于移相器的相位预偏值为45°，则进入两个混频器的本振信号的相位差为45°，混频后得到的带内混频产物2RF-4LO，由于RF信号为同相，LO信号相差45°，则经过两个混频器输出的2RF-4LO杂散信号的相位差为45*4＝180。两个等幅同相的杂散信号经过输出端的实现矢量合成完成杂散抵消，抵消后信号的频谱图如图3所示，由图3可知，大大提升了混频杂散的抑制度。

对上述的混频电路进行仿真的结果如表1所示：

表1两路本振信号幅度及相位不均衡下的2RF-4LO抑制度(单位dBc)

从仿真结果来看，当两路本振信号的相位和幅度不一致时，混频杂散的矢量合成效果会受到影响，相位偏差在4°内，幅度偏差在0.75dB时该混频产物的杂散抑制比优于60dBc，当幅度偏差为1dB内，相位偏差在8°内，该混频产品的杂散抑制比普通混频器好10dB，允许的容差范围较大。第二移相器可保证两路的本振信号的相位差优于2°，第二功分器的选用可以使得幅度偏差也控制在允许的范围内，满足使用的要求。

本发明实例中，电路结构简单，所用到的器件均为MMIC，一致性好，电路体积小，集成度高，性能稳定，不需要调试，可靠性高。本发明的混频电路对带内混频杂散的抑制性能有一个大幅度的提升，给接收机整机和转发器系统带来的积极效果为：对于某些工作频段上，由于需要规避某些混频产物落入带内而采用两次变频方案(或多次变频)的接收机，可以考虑采用一次变频方案，减少了频率源的数量，大大降低了射频链的设计难度，接收机的重量和体积可以减少约一半，同时节约了成本；另一方面对系统的杂散控制和频率计划提供了一种新的解决方案。

本发明的混频电路结构简单、设计灵活、便于集成、设计通用性强，可以采用多级MMIC芯片级联使用，选用现用芯片即可实现；也可以将此电路拓扑运用到MMIC单片设计中，采用一个MMIC单片实现全部功能，一致性和可靠性更高。同时，本发明的电路可以推广到其它频段，能适应更高频段的要求，可以应用到各种需要的微波和毫米波电路和系统中，解决了带内混频产物在接收机实现中的一系列难点，为高抑制混频杂散抑制的混频器设计提供了极佳的设计思路和模板，具有加大的实用价值和推广价值。

实施例2

如图1所示，一种抑制任意阶次混频杂散的混频电路，该混频电路包括第一混频器、第二混频器、第一功分器、第二功分器、第一移相器、第二移相器和合成器；

所述的第一混频器和第二混频器均为双平衡混频器；

所述的第一功分器和第二功分器均为0°功分器；

所述的合成器为0°合成器；

第一功分器与第一移相器、第二混频器通过微波传输线连接；

所述的第一移相器与第一混频器通过微波传输线连接；

所述的第一混频器与合成器、第二移相器通过微波传输线连接；

所述的合成器与第二混频器通过微波传输线连接；

所述的第二混频器与第二功分器通过微波传输线连接；

所述的第二功分器与第二移相器通过微波传输线连接；

射频信号通过第一功分器进行功分为两路，其中一路通过第一移相器进行相位预偏后输出给第一混频器的射频端口；另一路直接输入到第二混频器的射频端口；

本振信号通过第二功分器进行功分为两路，其中一路通过第二移相器进行相位预偏后输出给第一混频器的本振端口；另一路直接输入到第二混频器的本振端口；

第一混频器对接收到的射频信号和本振信号进行混频后输出含有中频信号的混频产物给合成器；

第二混频器对接收到的射频信号和本振信号进行混频后输出含有中频信号的混频产物给合成器；

合成器对接收到的两路混频产物进行合成后输出中频信号。

所述的第一混频器、第二混频器、第一功分器、第二功分器、第一移相器、第二移相器和合成器均分别通过MMIC芯片实现；

假设该混频电路工作频段内的混频产物阶次为M*RF±N*LO；

RF为射频信号的频率，LO为本振信号的频率；

所述的射频信号通过第一移相器进行相位预偏的数值为

所述的本振信号通过第二移相器进行相位预偏的数值为

其中，M为第一混频器输出的混频产物中射频分量的阶次或第二混频器输出的混频产物中射频分量的阶次(第一混频器输出的混频产物中射频分量的阶次与第一二混频器输出的混频产物中射频分量的阶次相同)；N为第一混频器输出的混频产物中本振分量的阶次或第二混频器输出的混频产物中本振分量的阶次(第一混频器输出的混频产物中本振分量的阶次与第二混频器输出的混频产物中本振分量的阶次相同)。

一种Ka频段通过矢量合成抑制混频杂散输出幅度的混频电路，其指标要求如下所示。

射频输入频率：27.5GHz～29GHz

射频输入中心频率：28.25GHz

工作带宽：1500MHz

本振工作频率：8.8GHz

中频输出频率：18.7GHz～20.2GHz

射频输入功率：≤-10dBm

本振输入功率：≥+12dBm

带内混频杂波(M*RF±NLO)：≤-60dBc

该混频电路工作频段内的混频产物阶次为M*RF±N*LO＝2*RF-4*LO；

可以看出，Ka频段接收机的工作带宽很宽，达到1.5GHz，混频产物2RF-4LO落在中频输出频段带内，该杂波无法通过滤波器滤除。如果采用传统的双平衡或单平衡混频器方案，对该杂散的抑制只能为-45dBc左右的量级，输出信号的频谱图如图2所示，由图2可知，输出的信号远远达不到使用要求。

本设计实例保证本振支路的信号等幅同相(本振支路的移相器即第二移相器设置为0°)，通过第一移相器进行相位预偏实现对2RF-4LO混频杂散的抑制。

工作于8.8GHz的本振信号通过第二功分器，等分为两个等幅同相的本振信号，其中一路通过第二移相器进行相位预偏后输出给Ka频段第一混频器的本振端口；另一路直接输入到Ka频段第二混频器的本振端口；相位预偏的数值为

工作于28.25GHz的射频信号通过第一功分器，其中一路经过第一移相器实现相位预偏，相位预偏的数值为即然后进入Ka频段第一混频器，另一路直接进入Ka频段第二混频器2；经过两个混频器混频后的中频信号经过一个0°合成器合成输出。由于第一移相器的相位预偏值为90°，则进入两个混频器的射频信号的相位差为90°，混频后得到的带内混频产物2RF-4LO，由于LO信号为同相，RF信号相差90°，则经过两个混频器输出的2RF-4LO杂散信号的相位差为90*2＝180。两个等幅同相的杂散信号经过输出端的实现矢量合成完成杂散抵消，抵消后信号的频谱图如图3所示，由图3可知，大大提升了混频杂散的抑制度。

对上述的混频电路进行仿真的结果如表2所示：

表2两路射频信号幅度及相位不均衡下的2RF-4LO抑制度(单位dBc)

从仿真结果来看，当两路射频信号的相位和幅度不一致时，混频杂散的矢量合成效果会受到影响，相位偏差在8°内，幅度偏差在0.75dB时该混频产物的杂散抑制比优于60dBc，当幅度偏差为1dB内，相位偏差在16°内，该混频产品的杂散抑制比普通混频器好10dB，允许的容差范围较大。第一移相器可保证两路的射频信号的相位差优于2°，第一功分器的选用可以使得幅度偏差也控制在允许的范围内，满足使用的要求。