可变增益放大器的制作方法

本发明涉及一种可变增益放大器，且特别涉及一种应用于高速传输接口的可变增益放大器。

背景技术：

在已知的技术领域中，应用于高速传输接口中的放大器中具有负反馈电阻，而在进行放大器的直流增益(dc-gain)的调整动作时，负反馈电阻会对应被调整，伴随而来的，放大器的高频增益峰值(high-frequencypeaking)也会随之变动。以下请参照图1绘示的已知的放大器的频率响应图。在图1中，曲线101相对于曲线103具有较高的直流增益，而放大器工作在曲线101时所具有的负反馈电阻的电阻值则小于放大器工作在曲线103时所具有的负反馈电阻的电阻值。

由图1可以清楚发现，已知的放大器在曲线103时，在频率fh1时，其增益値相对于低频时的直流增益値产生很大的变化，也就是说，已知的放大器工作在低直流增益的状态下，会具有很大的高频增益峰值变化的现象。

技术实现要素：

本发明提供一种可变增益放大器，可降低输出电压的高频峰值的变化量。

本发明的可变增益放大器，包括多个差动放大器以及输出级电路。各差动放大器具有至少一差动对，各差动对的二电流端间通过连接结构相互耦接，连接结构提供负反馈电阻值，差动放大器共同接收差动输入信号对，差动放大器的输出端相互耦接。输出级电路耦接差动放大器的输出端，依据差动放大器的输出端上的电压反相以产生输出电压。其中，可变增益放大器的直流增益依据调整差动放大器以及差动对的工作数量的至少其中之一来决定。

基于上述，本发明利用多个差动放大器以提供多个转导单元，藉此降低临点频率受到影响。如此一来，可变增益放大器无论在高增益或低增益的工作条件下，其增益値不会随频率变高而产生大幅的变化，可确保其带宽的大小。

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图作详细说明如下。

附图说明

图1绘示已知的放大器的频率响应图。

图2绘示本发明一实施例的可变增益放大器的示意图。

图3a绘示本发明实施例的差动放大器的实施方式。

图3b绘示本发明实施例的差动放大器的另一实施方式。

图3c绘示本发明实施例的差动放大器的再一实施方式。

图4绘示本发明实施例的可变增益放大器的小信号等效电路示意图。

图5绘示本发明实施例的负载电路的示意图。

图6绘示本发明实施例的输出级电路的示意图。

图7绘示本发明实施例的可变增益放大器的频率响应图。

【符号说明】

101、103：曲线

200：可变增益放大器

211～21n：差动放大器

220、600：输出级电路

vin：差动输入信号对

vout：输出电压

311～31n：差动对电路

320：负载电路

340：偏压产生器

mn1～mn16、mp1～mp4、mpa1～mpa2、mna1～mna2、mnc1～mnc2、mpc1：晶体管

ct1～ct4：电流源

vinn、vinp：差动输入信号

vop：第一输出端

von：第二输出端

vbs：偏压电压

rr1、rr2：连接结构

sa、sab：控制信号

s1、s2：选择器

211s～21ns、220s：等效电路

vi(s)：差动输入信号

vo(s)：输出电压

等效电阻：rs、rf

等效电容：cs

500：负载电路

sw1、sw2：开关电路

vct：控制电压

vcc：电源电压

vcm1、vcm2：共同电压

rc1、rc2：共模电阻

vref：参考电压

op1：运算放大器

610、620：电流源

is1：电流源

630：电阻串

ra1、ra2：电阻

710、720：曲线

具体实施方式

以下请参照图2，图2绘示本发明一实施例的可变增益放大器的示意图。可变增益放大器200可应用于高速传输接口，包括多个差动放大器211～21n以及输出级电路220。差动放大器211～21n共同接收差动输入信号对vin，差动放大器211～21n的输出端共同耦接至输出级电路220。输出级电路220则产生输出电压vout。

在本实施例中，各差动放大器211～21n具有多个差动对，各差动对的二电流端间通过连接结构相互耦接，各连接结构提供一负反馈电阻值。在进行可变增益放大器200直流增益调整动作时，可以调整各差动放大器211～21n中进行工作的差动对的数量，也可以通过调整差动放大器211～21n进行工作的数量来进行，或也可以同时调整差动放大器211～21n及其中的差动对的工作数量来进行。

输出级电路220耦接差动放大器211～21n的输出端。输出级电路220依据使差动放大器211～21n的输出端上的电压进行反相，并藉以产生输出电压vout。

关于本发明实施例的可变增益放大器的工作原理，则请参照以下多个实施例的说明。

首先请参照图3a，图3a绘示本发明实施例的差动放大器的实施方式。在图3a中，多个差动对电路311～31n共用一个负载电路320并形成多个(n个)差动放大器。其中，各差动对电路311～31n包括多个差动对。以差动对电路311为范例，差动对电路311包括由晶体管mn1以及mn2所形成的差动对，并包括由晶体管mn3及mn4所形成的另一差动对。晶体管mn1以及mn2的第一端分别耦接至第一、二输出端vop、von，晶体管mn1以及mn2的第二端分别耦接至电流源ct1以及ct2，晶体管mn1以及mn2分别受控于差动输入信号vinn以及vinp。其中，差动输入信号vinn以及vinp互为差动信号。晶体管mn3以及mn4的第一端分别耦接至第二、一输出端von、vop，晶体管mn3以及mn4的第二端分别耦接至电流源ct3以及ct4，晶体管mn3以及mn4分别受控于差动输入信号vinp以及vinn。另外，在本实施例中，电流源ct1、ct4相耦接，电流源ct2、ct3相耦接。

此外，差动对电路311包括由晶体管mn6、mn8、mn10及mn12所建构的电流产生器。电流产生器的晶体管mn6、mn8、mn10及mn12接收偏压电压vbs并分别提供第一、二、三、四的电流至晶体管mn1、mn2、mn3以及mn4。

偏压电压vbs可以由偏压产生器340来提供。偏压产生器340可耦接晶体管mn6、mn8、mn10及mn12，并依据参考电流产生偏压电压vbs。

请注意，晶体管mn1以及mn2间连接一连接结构rr1，晶体管mn3以及mn4间则连接另一连接结构rr2。在本实施例中，连接结构rr1以及rr2皆为实体电阻。

在另一方面，晶体管mn5、mn7、mn9以及mn11分别串接在电流端ct1～ct4与晶体管mn1～mn4间。晶体管mn5、mn7、mn9、mn11的控制端接收控制信号sa。

値得注意的，差动对电路311中还包括选择器s1及s2。当晶体管mn3-mn4所形成的差动对要执行工作时。选择器s1及s2选择使控制信号sa以及偏压电压vbs分别提供至晶体管mn9、mn11以及晶体管mn10、mn12的控制端。相对的，当晶体管mn3-mn4所形成的差动对不需要执行工作时。选择器s1及s2选择使参考接地端gnd上的接地电压被提供至晶体管mn9、mn11、mn10、mn12的控制端，并使晶体管mn9、mn11、mn10、mn12被断开。

差动对电路311还包括晶体管mn13、mn14形成的晶体管串以及晶体管mn15、mn16形成的晶体管串。晶体管mn13、mn14所形成的晶体管串耦接在电流端ct2及第一输出端vop间，晶体管mn15、mn16所形成的晶体管串耦接在电流端ct1及第二输出端von间。其中，晶体管mn13及mn15受控于参考电压vref，晶体管mn14及mn16受控于反相控制信号sab。

晶体管mn13、mn14以及晶体管mn15、mn16形成的晶体管串可形成旁路电路。

另外请参照图3b，图3b绘示本发明实施例的差动放大器的另一实施方式。与图3a实施例不相同的，本实施例中连接于晶体管mn1及mn2的连接结构rr1为传输导线，连接于晶体管mn3及mn4的连接结构rr2同样为传输导线。如此一来，差动对电路311中的电流产生器仅需要两个晶体管mn6及mn10来建构。而差动对电路311也仅具有两个电流端ct1以及ct3。

以下请参照图3c，图3c绘示本发明实施例的差动放大器的再一实施方式。其中，差动放大器所包括的差动对的数量没有固定的限制，在图3c中，差动放大器所包括的差动对的数量可以是一个。图3c的差动放大器包括由晶体管mn1及mn2所构成的差动对。其中，晶体管mn1以及mn2的第一端分别耦接至第一、二输出端vop、von，晶体管mn1以及mn2的第二端分别耦接至电流源ct1以及ct2，晶体管mn1以及mn2分别受控于差动输入信号vinn以及vinp。

接着请参照图4，图4绘示本发明实施例的可变增益放大器的小信号等效电路示意图。对应图2的实施例，差动放大器211-21n分别对应等效电路211s～21ns，输出级电路220对应等效电路220s。依据图4绘示的小信号等效电路，可以推得以下的数学式(1)：

其中，vi(s)为差动输入信号，vo(s)为输出电压，k为被启动进行工作的差动放大器的数量，rs、rf为等效电阻、cs为等效电容。

由数学式(1)可以得知，可变增益放大器200的直流增益可以等于vo/vi(其中s＝0)，并可表示为数学式(2)：

其中，rf(0)为常数，因此，直流增益可通过调整k来改变。

另外，依据数学式(1)可以得知可变增益放大器200的零点的频率为fzero＝1/(2πrscs)，极点频率则为fpole＝(1+gmrs)/(2πrscs)。可以得知其高频增益峰值等于fpole/fzero＝1+gmrs，是固定的数值。

在此请注意，可变增益放大器200的增益会随着操作频率的变化而有所改变。例如，可变增益放大器200的增益可能在当操作频率大于一预设临界值时开始升高，而操作在高于预设临界值的频率的可变增益放大器200的增益的最大值与低频增益的差值则为此处所述的高频增益峰值。由上述计算式可以得知，可变增益放大器200的高频增益峰值不随频率改变而为固定的数值。因此，可确保其带宽的大小。

以下请参照图5，图5绘示本发明实施例的负载电路的示意图。负载电路500包括多个晶体管mp1～mp4、开关电路sw1及sw2以及控制电压产生器510。晶体管mp1～mp4的第一端共同耦接至电源电压vcc，晶体管mp1～mp4的控制端则共同接收控制电压vct。晶体管mp1、mp3的第二端耦接至第二输出端von。晶体管mp2、mp4的第二端耦接至第一输出端vop。

另外，晶体管mp1、mp3间具有开关电路sw1。开关电路sw1用以控制选择控制电压vct或电源电压vcc以传输至晶体管mp3的控制端。晶体管mp2、mp4间则具有开关电路sw2。开关电路sw2用以控制选择控制电压vct或电源电压vcc以传输至晶体管mp4的控制端。其中，当晶体管mp3和/或mp4接收电源电压vcc时，晶体管mp3和/或mp4对应被切断而不动作。当晶体管mp3和/或mp4接收控制电压vct时，晶体管mp3和/或mp4可提供主动负载。

在本实施例中，晶体管mp3及mp4的数量没有固定的限制，也可以是多个。

控制电压产生器510可以为运算放大器。控制电压产生器510接收共同电压vcm1以及参考电压vref，并依据共同电压vcm1以及参考电压vref的差値来产生控制电压vct。共同电压vcm1可以由共模电阻rc1及rc2来产生。其中共模电阻rc1及rc2串接在第一、二输出端vop、von间，通过分压第一、二输出端vop、von间的跨压来产生共同电压vcm1。

以下请参照图6，图6绘示本发明实施例的输出级电路的示意图。输出级电路600包括电流源610、620、晶体管mpa1、mpa2、mna1、mna2、可变电阻rv1、rv2以及电阻串630。电流源610包括运算放大器op1、晶体管mpc1以及电容c1。运算放大器op1接收参考电压vref以及共同电压vcm2。晶体管mpc1串接在电源电压vcc以及晶体管mpa1、mpa2的第一端间，并受控于运算放大器op1的输出端以产生电流。

电流源620则为由晶体管mnc1以及mnc2所构成的电流镜电路。电流源620通过镜射电流源is1所产生的参考电流以由晶体管mna1、mna2的第二端汲取电流。

另外，晶体管mpa1的第二端耦接至晶体管mna1的第一端，晶体管mpa2的第二端则耦接至晶体管mna2的第一端。晶体管mpa1与晶体管mna1的控制端相耦接，而晶体管mpa2与晶体管mna2的控制端相耦接。可变电阻rv1耦接在晶体管mpa1的控制端以及第二端间，可变电阻rv2耦接在晶体管mpa2的控制端以及第二端间，而电阻串630串接在晶体管mpa1与晶体管mpa2的第二端间。

电阻串630包括相互串接的电阻ra1以及ra2，电阻ra1以及ra2相耦接的端点产生共同电压vcm2。

晶体管mpa1与晶体管mna1相耦接的端点产生输出电压von，晶体管mpa2与晶体管mna2相耦接的端点产生输出电压vop。输出电压von以及输出电压vop可以互为差动信号。

请参照图7，图7绘示本发明实施例的可变增益放大器的频率响应图。其中，图7中的多条曲线对应不同的放大器数量k，例如，曲线710对应的放大器数量小于曲线720所对应的放大器数量。由图7可以发现，无论本发明实施例的可变增益放大器的直流增益被调整为何，其在低频时的增益以及在高频时的增益差异很小。以曲线710、曲线720为范例，其低频时的增益与高频时的增益差异几乎固定在-954mdb，也就是说，其高频增益峰値变化可以维持在一个很小的状态。本发明实施例的可变增益放大器具有相对稳定的高频增益峰値。

综上所述，本发明提供多个并联的放大器电路以构成可变增益放大器，并通过调整工作的放大器电路的数量来进行直流增益的调整。可维持可变增益放大器的带宽、降低谐波失真率以及提供稳定的高频增益峰値。

虽然本发明已以实施例公开如上，然其并非用以限定本发明，本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护范围当视所附权利要求书界定范围为准。