本发明涉及集成电路设计领域,具体涉及了一种抗参数漂移反相器。
背景技术:
外界因素导致MOSFET中SiO2受到电离作用,其内部产生电子空穴对使得SiO2和Si-SiO2界面中正陷阱电荷的产生与积累,进而引起MOS管阈值电压负向漂移,对于NMOS而言,阈值电压不断减小,而PMOS的阈值电压不断增大。同时,外界因素使MOS管中鸟嘴边缘产生陷阱电荷,当电荷积累达到阈值后,寄生MOS管效应导致漏电流的产生。
反相器作为数字集成电路设计中的基本模块,其性能对数字电路系统有直接的影响,而外界因素所引起MOSFET参数的改变,进一步导致反相器的关键参数的漂移。附图1所示为常见的普通反相器,通常情况下,其对应的噪声容限为:
低电平噪声容限:
NM0=V01≈Vtn0 (1)
高电平噪声容限:
NM1=Vdd-V10 ≈ |Vtp0| (2)
其中Vtn0为NMOS管的阈值电压,Vtp0为PMOS管的阈值电压。
当受到外界因素作用时,NMOS管的阈值电压减小了ΔVthn,PMOS管的阈值电压增大了ΔVthp,此时,MOSFET对应的阈值电压为:
NMOS管:
Vtn’=Vtn0-ΔVtn (3)
PMOS管:
|Vtp’|=|Vtp0|+ΔVtp (4)
此时,普通反相器的噪声容限变为:
低电平噪声容限:
NM0=V01’≈Vtn0-ΔVtn (5)
高电平噪声容限:
NM1=Vdd-V10’≈|Vtp0|+ΔVtp (6)
上述推导公式表明外界因素的作用引起SiO2和界面中的电荷积累会导致反相器的低电平噪声容限减小,而高电平噪声容限增大,进而引起普通反相器传输特性曲线向左偏移。同时,当反相器输出为高电平时,NMOS管存在的漏电流会导致反相器的输出高电平下降。针对上述问题,有必要采取相应措施进行改善。
技术实现要素:
本发明为解决上述技术问题提供了一种抗参数漂移反相器,可以有效解决由外界因素所导致的反相器的参数漂移,包括:低电平噪声容限减小、输出高电平下降和传输特性曲线漂移。
为了解决上述问题,本发明的技术方案如下:
一种抗参数漂移反相器,其特征在于:包括一个PMOS管P0和四个NMOS管N0、N1、N2、N3和N4,其中PMOS管P0和NMOS管N0构成主反相器,主反相器对输入信号进行反相;NMOS管N1为控制管,NMOS管N2和N3为电流镜结构,NMOS管N1、N2和N3共同构成补偿支路;NMOS管N4为补偿管。
所述主反相器的PMOS管P0的源端接电源,PMOS管P0的栅端接输入信号,PMOS管P0的漏端接NMOS管N0的漏端,并且PMOS管P0的漏端作为主反相器的输出端;所述NMOS管N0的漏端接PMOS管P0的源端,并且NMOS管N0的漏端作为输出端,NMOS管N0的栅端接输入信号,NMOS管N0的源端接地。
所述补偿支路中的控制管为NMOS管N1,所述电流镜结构包括两个NMOS管N2、N3;控制管N1的漏端接电源,控制管N1的栅端接主反相器的输出端,控制管N1的源端接NMOS管N3;NMOS管N2的漏端和栅端相连并与NMOS管N3的栅端连接,NMOS管N2的源端接地,NMOS管N3的漏端接电源,NMOS管N3的源端、NMOS管N0的源端和NMOS管N4的漏端连接。
所述补偿管的NMOS管N4的漏端与主反相器的NMOS管N0的源端相连接,NMOS管N4的栅端连接输入信号,NMOS管N4的源端连接地。
控制管N1的栅端由主反相器的输出端控制,当输出为高时,NMOS管N1导通,电流镜结构工作,NMOS管N3的导通将主反相器中的NMOS管N0的源端提升到电源电压,保证NMOS管N0更有效的关闭,减小了关态漏电流,从而保证主反相器输出高电平的稳定;当输出为低时,NMOS管N1关断,电流镜结构停止工作,通过NMOS管N1控制补偿支路的工作与否,降低整个反相器的功耗。
NMOS管N1、N2和N3共同构成的补偿支路在不需要其提供补偿作用时,处于关断状态,能够降低电路整体功耗。
本发明的有益效果如下:
本发明可以有效解决由外界因素所导致的反相器的参数漂移;其中采用的补偿管提供的电压Vx可以抵消外界因素引起的主反相器中N0管的阈值电压漂移ΔVtn,有效地解决了主反相器低电平噪声容限减小、传输特性曲线左移的问题;设计的补偿支路在不需要其提供补偿作用时,处于关断状态情况下,能够降低电路整体功耗;如果合理设置补偿支路尺寸,使得Vx=ΔVtn,则能够保证反相器功能的稳定性。
附图说明
图1为传统普通的反相器的电路结构示意图;
图2为本发明的电路结构示意图;
图3为本发明用于与非门中的应用示意图。
具体实施方式
如图2所示,一种抗参数漂移反相器,包括一个PMOS管P0和四个NMOS管N0、N1、N2、N3和N4,其中P0管和N0管构成主反相器,主反相器对输入信号进行反相;N1为控制管,N2和N3为电流镜结构,N1、N2和N3共同构成补偿支路;N4为补偿管。
所述主反相器的P0的源端接电源,P0管的栅端接输入信号,P0管的漏端接N0管的漏端,并且P0管的漏端作为主反相器的输出端;所述N0管的漏端接P0管的源端,并且N0管的漏端作为输出端,N0管的栅端接输入信号,N0管的源端接地。
所述补偿支路中,控制管N1的漏端接电源,控制管N1的栅端接主反相器的输出端,控制管 N1的源端接N3管;N2管的漏端和栅端相连并与N3管的栅端连接,N2管的源端接地,N3管的漏端接电源,N3管的源端、N0管的源端和 N4管的漏端连接。
所述补偿管N4的漏端与主反相器N0管的源端相连接,补偿管N4的栅端连接输入信号,补偿管N4的源端连接地。
控制管N1的栅端由主反相器的输出端控制,当主反相器的输出为高电平时,控制管N1导通,电流镜结构工作,N3管的导通将主反相器中的N0管的源端提升到电源电压,保证N0管更有效的关闭,减小了关态漏电流,从而保证主反相器输出高电平的稳定;当主反相器的输出为低电平时,控制管N1关断,电流镜结构停止工作,通过控制管N1控制补偿支路的工作与否,降低整个反相器的功耗。
当补偿支路正常工作时,补偿管N4截止,N3导通,将N0与x点电压上拉至电源。当补偿支路不工作时,补偿管N4先于N0管导通,控制管N1逐渐关断,其电流减小,对应的N3管上电流减小,电流流过补偿管N4,则为N0管的源端提供了电位Vx, 主反相器的低电平噪声容限变为
NM0=Vtn’+Vx (7)
将式(1)带入上式,得到
NM0=Vtn0 - ΔVtn+Vx (8)
其中,NM0为反相器的低电平噪声容限,Vtn0 为未受外界因素作用时N0管的原始阈值电压,Vtn’为外界因素作用后N0管的阈值电压,ΔVtn为N0管的阈值电压变化量,Vx为x点的电压值。
从式(8)看出,N4管提供的Vx可以抵消外界因素引起的阈值电压的漂移ΔVtn,有效的解决了主反相器低电平噪声容限减小、传输特性曲线左移的问题。如果合理设置补偿支路尺寸,使得Vx=ΔVtn,则能够保证反相器功能的稳定性。
将该反相器用于与非门逻辑,得到的电路结构图如图3所示。通过四个NMOS管N2、N3、N4和N5对与非门中存在的参数漂移进行补偿,保证与非门逻辑特性的稳定。