低功耗低相位噪声的正交电感电容压控振荡器的制作方法

本发明涉及射频集成电路技术领域，尤其涉及一种低功耗低相位噪声的正交电感电容压控振荡器。

背景技术：

近年来，随着现代无线通信技术的飞速发展，无线便携设备迅速普及，人们对于电子产品可移动化要求的提高收到了电池容量发展的限制，低功耗设计越来越受到人们的重视。同时，零中频和低中频收发机由于其低功耗、低成本和高集成度越来越多地应用到无线移动通信系统中。在零中频和低中频结构的收发机需要正交信号来实现正交调制和解调，这样一个低功耗低相位噪声的能实现准确正交相位输出的压控振荡器(VCO)成为收发机中的关键模块。

目前，实现正交相位输出压控振荡器的方法有多种。第一种是电阻电容(RC)多相滤波器，其相移与RC值密切相关，容易受到工艺、电压和温度的(PVT)影响，同时RC多相滤波器电路会导致信号衰减并引入电阻热噪声，需额外的放大级来放大信号，这也将引入好大的系统功耗。第二种是使用环形振荡器，环形振荡器多用在相位噪声要求不高且工作频率相对较低的情况下。根据环形振荡器中的延时级数，每一级输出一定的相位，级数越多，输出相位数目越多，同时延时越大，所产生的最大输出频率越小。第三种是VCO二分频结构，将VCO振荡在两倍的目标频率，再直接二分频实现正交，由于VCO和分频器都工作在目标频率的两倍频率处，导致功耗增加，而且正交性能会受到VCO输出波形占空比的影响。第四种方法是采用正交压控振荡器(QVCO)，直接将两个相同的电感电容压控振荡器(LC-VCO)耦合在一起，由于其输出具有更好的相位噪声性能和正交特性，QVCO得到了广泛的应用。

QVCO首先是由Rofougaran等人在1996年提出，其结构如附图1所示，这种结构中耦合管与开关管并联(称为P-QVCO)，定义耦合管与开关管之间的宽度比为耦合强度。在QVCO中，两个LC-VCO之间的各种失配会影响正交信号幅度和相位失配，其中幅度失配可通过输出缓冲器进行限幅调节，而幅度失配没有相应的调节措施，因此相位误差是QVCO的一个重要指标。在P-QVCO中，相位误差与耦合强度具有很强的函数关系，导致相位误差和相位噪声两者存在折衷，而且并联耦合管引入的噪声会直接进入谐振腔，恶化相位噪声。

Andreani等人在2002提出了将耦合管与开关管串联的QVCO结构(称为S-QVCO)，其结构如附图2所示。虽然该方案中相位误差仅仅是耦合强度的弱函数，可以同时优化相位误差和相位噪声性能，但是功耗和相位噪声依然较高，有必要做进一步的改进。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种低功耗低相位噪声的正交电感电容压控振荡器，具有低功耗、低相位噪声、低相位误差和高线性增益的特点，适用于锁相环型频率综合器中。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种低功耗低相位噪声的正交电感电容压控振荡器，包括：两个具有相同结构的压控振荡器VCO、二极管连接的MOS管NM4及低通RC滤波器LPF；

其中，每一VCO均包括：电感与分布式变容管结构电路组成的LC谐振网络、与LC谐振网络相连的上P下N互补的负阻差分对管、以及与上P下N互补的负阻差分对管相连的串联耦合管及尾电流管；

两个VCO中的串联耦合管相连；二极管连接的MOS管NM4、低通RC滤波器LPF以及两个VCO中的尾电流管依次连接构成电流镜。

所述电感与分布式变容管结构电路组成的LC谐振网络包括：

分布式变容管结构电路包括：第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一变容管Cv1、第二变容管Cv2、第三变容管Cv3和第四变容管Cv4；其中：

第一电容C1的一端接第一电压输出端，另一端与第一电阻R1和第一变容管Cv1相连；第二电容C2的一端接第二电压输出端，另一端与第二电阻R2和第二变容管Cv2相连；第三电容C3的一端接第一电压输出端，另一端与第三电阻R3和第三变容管Cv3相连；第四电容C4的一端接第二电压输出端，另一端与第四电阻R4和第四变容管Cv4相连；第一电阻R1的另一端与第二电阻R2的另一端相连，接第一偏置电压VB1；第三电阻R3的另一端与第四电阻R4的另一端相连，接第二偏置电压VB2；四个变容管Cv1～Cv4的另一端相连在一起，接控制电压Vcont；

电感L的两端分别接VCO的第一电压输出端与第二电压输出端，从而与分布式变容管结构电路组成的LC谐振网络。

所述上P下N互补的负阻差分对管包括：第一开关管PM1、第二开关管PM2、第三开关管NM1和第四开关管NM2；其中：

第一开关管PM1的漏端与第三开关管NM1的漏端相连，作为VCO的第一电压输出端；第二开关管PM2的漏端与第四开关管NM2的漏端相连，作为VCO的第二电压输出端；

第一开关管PM1的栅端与第三开关管NM1的栅端均连接第二电压输出端，第二开关管PM2的栅端与第四开关管NM2的栅端相连接第一电压输出端；

上P下N互补的负阻差分对管等效为负阻，与LC谐振网络相连后，对LC谐振网络进行能量补偿。

串联耦合管包括：第一耦合管PMc1与第二耦合管PMc2；其中：

第一耦合管PMc1与第二耦合管PMc2的共源端接电源，第一耦合管PMc1的漏端接第一开关管PM1的源端，第二耦合管PMc2的漏端接第二开关管PM2的源端。

所述尾电流管为NM3，其漏端与第三开关管NM1与第四开关管NM2的共源端相连，源端接地，为VCO提供直流偏置。

所述两个VCO中的串联耦合管相连包括：

两个VCO分别记为VCO_A与VCO_B，其中的串联耦合管均为PMOS管；

VCO_A包括第一电压输出节点QP与第二电压输出节点QN，VCO_A中的串联耦合管包括第一耦合管PMc1a与第二耦合管PMc2a，第一耦合管PMc1a与第二耦合管PMc2a的共源端接电源；VCO_B包括第一电压输出节点IP与第二电压输出节点IN，VCO_B的串联耦合管包括第一耦合管PMc1b与第二耦合管PMc2b，第一耦合管PMc1b与第二耦合管PMc2b的共源端接电源；

VCO_B的第一电压输出端IP接VCO_A的第一耦合管PMc1a的栅端，VCO_B的第二电压输出端IN接VCO_A的第二耦合管PMc2a的栅端，VCO_A的第一电压输出端QP接VCO_B的第二耦合管PMc2b的栅端，VCO_A的第二电压输出端QN接VCO_B的第一耦合管PMc1b的栅端。

二极管连接的MOS管NM4、低通RC滤波器LPF以及两个VCO中的尾电流管依次连接构成电流镜包括：

二极管连接的NM4的漏端与栅端相连，接电流源，源端接地，栅端经过低通RC滤波器LPF，与VCO_A中的尾电流管NM3a和VCO_B中的尾电流管NM3b的栅端相连。

由上述本发明提供的技术方案可以看出，1)正交压控振荡器的振荡单元采用上P下N交叉耦合互补结构，这样的互补结构实现了电流复用，在跨导一定的情况下只需要更小的电流，可以有效地降低电路的功耗。2)低相位噪声由以下三点实现：QVCO采用PMOS串联耦合的方式，耦合管与开关管接成Cascode结构，有效降低了耦合管的噪声贡献；为获得相同的跨导，PMOS的尺寸要大于NMOS，选用PMOS作为耦合管而不是NMOS，有效降低了耦合管的1/f噪声；在电流镜中，NM4相比尾电流管的尺寸较小，加入RC低通滤波器可以滤除部分NM4和外加电源的噪声。同时，相位误差仅仅是耦合强度的弱函数，相位误差和相位噪声性能可以同时得到优化。3)采用分布式的变容管结构，采用两组变容管对，分别由偏置电压VB1和VB2控制其线性范围，可以扩大控制电压的线性范围，提高QVCO增益的线性度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他附图。

图1为本发明背景技术提供的现有技术中并联耦合型QVCO电路图；

图2为本发明背景技术提供的现有技术中串联耦合型QVCO电路图；

图3为本发明实施例提供的一种低功耗低相位噪声的正交电感电容压控振荡器电路示意图；

图4为本发明实施例提供的分布式变容管结构电路示意图；

图5为本发明实施例提供的QVCO的瞬态波形的仿真结果示意图；

图6为本发明实施例提供的QVCO的相位噪声的仿真结果示意图；

图7为本发明实施例提供的QVCO的相位误差的仿真结果示意图。

具体实施方式

下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。

本发明实施例提供一种低功耗低相位噪声的正交电感电容压控振荡器，如图3所示，其主要包括：两个具有相同结构的压控振荡器VCO(分别记为VCO_A与VCO_B)、二极管连接的MOS管NM4及低通RC滤波器LPF；

其中，每一VCO均包括：电感与分布式变容管结构电路组成的LC谐振网络、与LC谐振网络相连的上P下N互补的负阻差分对管、以及与上P下N互补的负阻差分对管相连的串联耦合管及尾电流管；

两个VCO中的串联耦合管相连；二极管连接的MOS管NM4、低通RC滤波器LPF以及两个VCO中的尾电流管依次连接构成电流镜。

下面针对LC谐振网络、上P下N互补的负阻差分对管、串联耦合管及尾电流管的具体结构做详细的说明。

1、LC谐振网络。

其包括：分布式变容管结构电路与电感。

1)如图4所示，分布式变容管结构电路包括：第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一变容管Cv1、第二变容管Cv2、第三变容管Cv3和第四变容管Cv4；其中：

第一电容C1的一端接第一电压输出端，另一端与第一电阻R1和第一变容管Cv1相连；第二电容C2的一端接第二电压输出端，另一端与第二电阻R2和第二变容管Cv2相连；第三电容C3的一端接第一电压输出端，另一端与第三电阻R3和第三变容管Cv3相连；第四电容C4的一端接第二电压输出端，另一端与第四电阻R4和第四变容管Cv4相连；第一电阻R1的另一端与第二电阻R2的另一端相连，接第一偏置电压VB1；第三电阻R3的另一端与第四电阻R4的另一端相连，接第二偏置电压VB2；四个变容管Cv1～Cv4的另一端相连在一起，接控制电压Vcont。

2)电感L的两端分别接VCO的第一电压输出端与第二电压输出端，从而与分布式变容管结构电路组成的LC谐振网络。

本领域技术人员可以理解，在上文的各个元器件的末尾部分加上a或者b即表示VCO_A或者VCO_B内的元器件；例如，上文的第一电容C1的末尾部分加上a，即第一电容C1a，则表示为VCO_A中的元器件；上文的第一电容C1的末尾部分加上b，即第一电容C1b，则表示为VCO_B中的元器件。当然，后文所出现的各个元器件也类似的，故不再赘述，但是上述标记的表示方式只是为了区分，并非对方案本身进行限制。

2、上P下N互补的负阻差分对管。

其主要包括：第一开关管PM1、第二开关管PM2、第三开关管NM1和第四开关管NM2；其中：

第一开关管PM1的漏端与第三开关管NM1的漏端相连，作为VCO的第一电压输出端；第二开关管PM2与第四开关管NM2的漏端相连，作为VCO的第二电压输出端；

第一开关管PM1的栅端与第三开关管NM1的栅端均连接第二电压输出端，第二开关管PM2的栅端与第四开关管NM2的栅端相连接第一电压输出端；

上P下N互补的负阻差分对管等效为负阻，与LC谐振网络相连后，对LC谐振网络进行能量补偿。

3、串联耦合管。

其主要包括：第一耦合管PMc1与第二耦合管PMc2；其中：

第一耦合管PMc1与第二耦合管PMc2的共源端接电源，第一耦合管PMc1的漏端接第一开关管PM1的源端，第二耦合管PMc2的漏端接第二开关管PM2的源端。

4、尾电流管。

尾电流管为NM3，其漏端与第三开关管NM1与第四开关管NM2的共源端相连，源端接地，为VCO提供直流偏置。

本发明实施例中，VCO_A与VCO_B通过串联耦合管相连；其中的串联耦合管均为PMOS管。结合附图3来看，VCO_A包括第一电压输出节点QP与第二电压输出节点QN，VCO_A中的串联耦合管包括第一耦合管PMc1a与第二耦合管PMc2a，第一耦合管PMc1a与第二耦合管PMc2a的共源端接电源；VCO_B包括第一电压输出节点IP与第二电压输出节点IN，VCO_B的串联耦合管包括第一耦合管PMc1b与第二耦合管PMc2b，第一耦合管PMc1b与第二耦合管PMc2b的共源端接电源；

VCO_B的第一电压输出端IP接VCO_A的第一耦合管PMc1a的栅端，VCO_B的第二电压输出端IN接VCO_A的第二耦合管PMc2a的栅端，VCO_A的第一电压输出端QP接VCO_B的第二耦合管PMc2b的栅端，VCO_A的第二电压输出端QN接VCO_B的第一耦合管PMc1b的栅端。

此外，二极管连接的NM4的漏端与栅端相连，接电流源，源端接地，栅端经过低通RC滤波器LPF，与VCO_A中的尾电流管NM3a和VCO_B中的尾电流管NM3b的栅端相连。

本领域技术人员可以理解，MOS管的极性可以根据附图3～4所示的结构来确定；同时，也可以根据相应MOS管的标记来确定，即以N开头的即为NMOS管，例如，第三开关管NM1和第四开关管NM2均为NMOS管；以P开头的即为PMOS管，例如，第一开关管PM1、第二开关管PM2均为PMOS管。

本发明实施例的上述方案，相对于现有技术主要具有如下优点：

1)正交压控振荡器的振荡单元采用上P下N交叉耦合互补结构，这样的互补结构实现了电流复用，在跨导一定的情况下只需要更小的电流，可以有效地降低电路的功耗。

2)低相位噪声由以下三点实现：QVCO采用PMOS串联耦合的方式，耦合管与开关管接成Cascode结构，有效降低了耦合管的噪声贡献；为获得相同的跨导，PMOS的尺寸要大于NMOS，选用PMOS作为耦合管而不是NMOS，有效降低了耦合管的1/f噪声；在电流镜中，NM4相比尾电流管的尺寸较小，加入RC低通滤波器可以滤除部分NM4和外加电源的噪声。同时，相位误差仅仅是耦合强度的弱函数，相位误差和相位噪声性能可以同时得到优化。

3)采用分布式的变容管结构，采用两组变容管对，分别由偏置电压VB1和VB2控制其线性范围，可以扩大控制电压的线性范围，提高QVCO增益的线性度。

另一方面，为了对本发明进行验证，本实施方式提出的QVCO在130nm CMOS工艺下进行了仿真，在1.5V的电源电压下，QVCO消耗950uA的电流，中心频率为2.4GHz，在1MHz频偏处的相位噪声为-123.9dBc/Hz，最大的相位误差为0.7度。我们常用品质因子FOM来表征振荡器的性能，根据FOM的公式如下：

其中，f₀表示中心频率，Δf表示频偏，P表示功耗，PN(Δf)表示频偏处的相位噪声；

得到QVCO的FOM高达191.4，表面该发明在低功耗和低相位噪声具有突出的优势。附图5为QVCO的瞬态波形的仿真结果，附图6为QVCO的相位噪声的仿真结果，附图7为QVCO的相位误差的仿真结果。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。