一种新型对称式功率滤波器网络结构及其参数设计方法与流程

本发明涉及微小型数字化伺服系统技术领域，具体涉及一种新型对称式功率滤波器网络结构及其参数设计方法。

背景技术：

小型化是伺服控制器发展的必然趋势，传统的模拟式伺服控制器以其较高的稳定性能获得了广泛应用，随着伺服控制系统性能指标要求的不断提高，模拟控制策略不再能满足精度要求，首先它不利于先进控制算法的应用，再者模拟元器件的尺寸和功耗较大，无法满足伺服控制器尺寸小型化的需求，基于以上原因，数字化控制已成为必然趋势。

在数字控制系统中，脉宽调制(PWM)驱动方式以其发热小、效率高的优势获得了广泛应用。虽然PWM驱动系统中在有效地减少电流脉动量，改善波形系数，减小功率损耗，提高系统低速平稳性的同时，但是开关噪声的频带宽、幅度大、辐射强，给系统带来严重的干扰，特别是在小空间内，直接影响到系统的可靠性、稳定性、品质指标。

双极性PWM电机驱动系统中，输出到电机两端的是一对互补对称的方波，如图1所示，图中U_D为电机电源电压，U_ag为电机两端的平均电压的直流分量。所谓双极性PWM功率驱动系统是指，在单电源条件下，采取H桥式驱动方式，控制电机正反转。

PWM功率驱动电路输入到电机两端的平均电压如式(1)所示，是直流电压与一系列高频电压之和。直流电压由占空比决定，如式(2)所示，交流电压与频率相关，频率越高，幅值越小。由于调制频率远高于电机开关频率是电机频带的几百～上千倍，高频交流电压完全被电机衰减，对电机起作用的是直流分量。

U_ag＝(2γ-1)U_D

式中：γ为占空比，f_k为开关频率，U_an为与占空比和阶次n相关交流分量。

PWM功率驱动对系统性能造成的恶劣影响得到了国内外学者的重视，由于PWM功率驱动系统连接到电机两端的是一对互补对称的方波，所以其拓扑结构必须是一个对称的拓扑结构。专利“一种LCL滤波的三相PWM整流器三环控制方法”(201110327903.7)提出了一种LCL滤波器，但是这种滤波器的应用场合为三相PWM整流器，功耗也相对比较高。专利“基于PWM逆变器的LC滤波器”(201320709945.1)提出了一种LC形式的多级滤波器，结构相对复杂。美国Glenn研究院的学者在“Filtering and Control of High Speed Motor Current in a Flywheel Energy Storage System”一文提出了一种多级滤波器的设计方案，采用分割电感法的多级LCR滤波器，如图2所示，这种方案结构复杂，虽然可以获得一定的抑制效果，但是其功耗和尺寸偏大，不满足小型化的要求，同时也增加了设计难度。清华大学李海霞教授在“高精度惯导平台低噪声PWM功率驱动装置设计”一文提出了一种简化的滤波网络，但是实际中功耗较大，而且对于高频噪声抑制效果差。

综上，目前双极性PWM驱动系统中所涉及的滤波器，存在结构复杂、设计难度大、成本高及体积大的缺点，无法在狭小空间下使用，不利于伺服控制器小型化的发展趋势。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种新型对称式功率滤波器网络结构及其参数设计方法，不仅要降低双极性PWM驱动系统中的电磁噪声，提高伺服系统的稳定性，而且要具有结构简单、可靠性高、体积小、低成本以及设计容易的优点。

为了达到上述目的，本发明通过以下技术方案实现：

一种新型对称式功率滤波器网络结构，其特征是，包含：

一对电感L₁，其输入端分别连接PWM驱动系统的一对输出端，用于确定系统带宽；

第一电容C₁，用于调节系统阻尼防止谐振，其一端连接其中一个电感L₁的输出端；

电阻R₁，用于调节系统阻尼防止谐振，其一端连接所述第一电容C₁的另一端，另一端连接另一个电感L₁的输出端；

一对第二电容C₂，用于建立系统参考地吸收高频噪声，该一对第二电容C₂串联形成串联电路，且串联点接地，该串联电路两端分别连接一对电感L₁的输出端；

第三电容C₃，两端分别连接一对电感L₁的输出端以及电机负载的一对输入端。

上述的新型对称式功率滤波器网络结构，其中：

2L₁/R₁<<R₁C₁，C₂<<C₃，2L₁<<L_a，其中，L_a为电机负载的电机电感值。

上述的新型对称式功率滤波器网络结构，其中：

C₂≤0.1μF。

上述的新型对称式功率滤波器网络结构，其中：

PWM驱动系统开关频率处的衰减量G满足：

G≥-20*lg(0.5*U_纹波p-p/U_a)

式中，U_纹波p-p为PWM驱动系统经功率滤波器网络滤波后的电机输入电压的纹波幅度，U_a为滤波器网络最大输入电压值。

一种新型对称式功率滤波器网络结构的参数设计方法，其特征是，包含以下步骤：

S1、根据10*f_带宽≤f_转折≤f_开关/10确定功率滤波器网络的转折频率f_转折，式中，f_带宽、f_开关分别为PWM驱动系统的带宽以及开关频率；

S2、确定PWM驱动系统开关频率处的衰减量G≥-20*lg(0.5*U_纹波p-p/U_a)，式中，U_纹波p-p为PWM驱动系统经功率滤波器网络滤波后的电机输入电压的纹波幅度，U_a为功率滤波器网络最大输入电压值；

S3、确定功率滤波器网络的下降斜率K，K≤G/lg(f_开关/f_转折)；

S4、确定功率滤波器网络中的C₂；

S5、确定功率滤波器网络中的L₁；

S6、根据C₃＝π/(2*L₁*f_带宽)确定功率滤波器网络中的C₃；

S7、根据R_a≤R₁≤5*R_a确定功率滤波器网络中的R₁，式中，R_a为电机负载的电阻值；

S8、根据C₁>10L₁/R₁²确定功率滤波器网络中的C₁；

S9、根据选定参数，计算最终功率滤波器网络的传递函数式中，U_i为功率滤波器网络输入电压，U_a为功率滤波器网络最大输入电压值。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

1、设计简单：该对称式滤波网络可以等效为一个二阶滤波器，参数设计容易，可以实现快速设计。

2、低成本：该对称式滤波网络仅采用2个功率电感，1个功率电阻，4个滤波电容，可以实现低成本。

3、小型化：本滤波网络结构简单，占用空间小，经过集成后，可以进一步压缩体积，完全满足小型化的需求。

4、稳定性好：实验证实，本滤波网络结构在长时间高低温环境试验及振动试验下仍可稳定运行。

附图说明

图1为现有技术中的PWM驱动系统双极性占空比图；

图2为现有技术中的分割式电感滤波器拓扑结构；

图3为本发明的功率滤波器网络拓扑结构。

具体实施方式

以下结合附图，通过详细说明一个较佳的具体实施例，对本发明做进一步阐述。

如图3所示，一种新型对称式功率滤波器网络结构，其特征在于，包含：一对电感L₁，其输入端分别连接PWM驱动系统的一对输出端，用于确定系统带宽；第一电容C₁，用于调节系统阻尼防止谐振，其一端连接其中一个电感L1的输出端；电阻R₁，用于调节系统阻尼防止谐振，其一端连接所述第一电容C₁的另一端，另一端连接另一个电感L₁的输出端；一对第二电容C₂，用于建立系统参考地吸收高频噪声，该一对第二电容C₂串联形成串联电路，且串联点接地，该串联电路两端分别连接一对电感L₁的输出端；第三电容C₃，两端分别连接一对电感L₁的输出端以及电机负载的一对输入端。

图中，电机的电感值为L_a，电机的电阻值为R_a，由于该滤波网络采用对称式结构，所以可以将该滤波网络等效成对称式的滤波网络。

如图3，在电路系统中s＝jω,若电感值为L，则其阻抗即为Ls,若电容值为C，则其阻抗为设定U_a为功率滤波器网络最大输入电压值即电机两端的电压，U_i为驱动电路的输出电压，即滤波网络的输入电压，G_u(s)为电机端电压U_a和输入电压U_i的比值，将参数带入后得到传递函数G_u(s)为：

上述的传递函数较复杂，对消掉分子中的两个零点，即可将滤波器降阶简化为2阶滤波器。

在2L₁<<L_a条件下，可对消掉分子中的L_as+R_a，得到传递函数

近一步，在满足2L₁/R₁<<R₁C₁条件下，可得到传递函数

其中C₂用于建立PWM滤波器的地，满足C₂<<C₃条件则可将C₂忽略，C₂一般取0.1μF或更小，得到传递函数

即滤波器的时间常数为阻尼系数为因L₁、R、C₁均为设计值，能够实现2L₁/R<<RC₁条件，故该简化方法在确定电机参数后仅满足2L₁<<L_a条件即可，设计灵活。

综上所述，本发明专利涉及的功率滤波网络，是通过针对双极性PWM驱动系统输出信号的特性，设计一种功率滤波器的方式，将双极性PWM驱动系统产生的噪声抑制在允许的范围内，传递特性如式(1)所示，经过以上分析，L₁和C₃主要用于确定系统带宽，增加L₁则带宽减小和阻尼增加，但受2L₁<<L_a条件和结构尺寸限制，不能取太大；R₁和C₁主要用于调节系统的阻尼，防止谐振，C₂则用于建立参考地，吸收高频噪声，必须设计合理的参数，保证式(1)所示的传递函数的特性，既能够抑制高频衰减，同时保证低频段保证控制系统特性。高频衰减为关键特性，它关系到滤波器的性能，假设控制系统要求滤波后的电机输入电压的纹波幅度为U_纹波p-p，则开关频率处的衰减量G必须满足下式要求

G≥-20*lg(0.5*U_纹波p-p/U_a) (5)

式中，U_纹波p-p为PWM驱动系统经功率滤波器网络滤波后的电机输入电压的纹波幅度，U_a为滤波器网络最大输入电压值。

本发明还公开了一种新型对称式功率滤波器网络结构的参数设计方法，通过等价条件，以简化传递函数为依据，并给出每一个未知参数的详细设计步骤，本参数设计过程具有设计简单、效率高的优点，该方法具体包含以下步骤：

S1、由于滤波器需要高频段具有较高的衰减，并保证低频段增益，考虑到转折频率f_转折需大于控制系统的带宽f_带宽且小于开关频率，可以根据下式确定f_转折：

10*f_带宽≤f_转折≤f_开关/10 (6)

确定功率滤波器网络的转折频率f_转折，式中，f_带宽、f_开关分别为PWM驱动系统的带宽以及开关频率；

S2、滤波后的电机电压的纹波幅度直接影响噪声强弱，也关系到滤波器的性能，可以根据控制系统要求，确定开关频率处的衰减量G，具体计算方法如公式(5)所示，如下：

G≥-20*lg(0.5*U_纹波p-p/U_a) (5)

式中，U_纹波p-p为PWM驱动系统经功率滤波器网络滤波后的电机输入电压的纹波幅度，U_a为功率滤波器网络最大输入电压值；

S3、根据上述设计要求，确定滤波器转折频率后的下降斜率K应满足以下公式：

K≤G/lg(f_开关/f_转折) (7)

S4、确定功率滤波器网络中的C₂，由于C₂主要用于建立参考地，一般取值很小，约为0.1μF；

S5、确定功率滤波器网络中的L₁，具体的，经过简化分析需要2L₁<<L_a，可以确定边界条件L₁<5L_a，由于L_a已知。同样尺寸的电感，随着电流的加大，感值急剧下降，所以需要根据目前技术的发展以及尺寸需求，选择满足上述条件的合适感值，特别说明必须同事要考虑电感的内阻，以免影响效率；

S6、确定L₁后，可以调节C₃来改变系统的阻尼和带宽，可以根据带宽确定C₃的值：

C₃＝π/(2*L₁*f_带宽) (8)

S7、确定功率滤波器网络中的R₁，减小R₁可以改变增大的阻尼，其调节范围是有限的，一般在R₁的值在电机电枢阻值R_a的1～5倍之间调节式中，R_a为电机负载的电阻值：

R_a≤R₁≤5*R_a (9)

S8、确定功率滤波器网络中的C₁，具体的由等效条件2L₁/R<<RC₁，可以选定C₁>10L₁/R²；

S9、根据选定参数，计算最终功率滤波器网络的传递函数式中，U_i为功率滤波器网络输入电压，U_a为电机端输入电压。

尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。