一种应用于SPAD探测器的高计数范围的模拟计数电路的制作方法

本发明提出了一种基于雪崩脉冲上升沿触发计数的线性模拟计数电路和方法，属于单光子探测技术领域。

背景技术：

SPAD(Single Photon Avalanche Diode)即单光子雪崩光电二极管。在光电探测领域中，传统意义上的光电倍增管(PMT)已经不能满足于高速弱光条件下的探测，传统成像技术在成像速度和像素灵敏度方面受到了一定的限制，于是开始出现固态光电倍增管，即单光子雪崩二极管探测器。近年来，利用现代的标准CMOS工艺制造出高密度、高集成度的SPAD阵列探测器成为这种单光子雪崩二极管探测器的发展趋势。

传统的计数电路采取数字计数的方式，直接对SPAD产生的雪崩脉冲进行处理，供后续电路进行数字信号处理。虽然数字式计数电路具有更好的噪声抑制、探测灵敏度和低噪声等特性，但是它的缺点是结构复杂，需要上百只晶体管，占用面积大，严重影响了像素单元的填充系数。为了有效地减小读出电路的面积，提高填充系数，有必要研究采用模拟计数的方法对雪崩脉冲进行计数。

然而模拟计数器中的计数电容通常占去像素单元版图的绝大多数面积。计数范围受电容面积的影响较大，计数范围与电容值的大小成正比，即与电容的面积成正比。要想进一步减小计数电路的面积，就要降低计数电容版图的面积，但这样会导致计数范围的降低。因此，在采用模拟计数的SPAD探测器应用中，需要解决计数电容与版图面积和计数范围之间的矛盾问题。

技术实现要素：

针对传统模拟计数电路计数范围受计数电容和输入雪崩信号脉宽制约的问题，本发明提出一种应用于SPAD探测器的高计数范围的模拟计数电路。

具体的技术方案是一种应用于SPAD探测器的高计数范围的模拟计数电路，该电路由一个计数电容C、1个电阻R和15个MOS管组成，其中NMOS管MN3和MN4，PMOS管MP6，MP7，MP8和MP9以及电阻R构成一个Cascode偏置电路，为计数电路提供偏置，同时该偏置电路还为计数电路的输出跟随器提供了一个电流源负载，保证了计数器的线性输出，该偏置电路还为限流PMOS管MP2提供了一个较高电平的偏置电压，在计数电容充电的支路上起到了一个限制导通电流过大的作用，PMOS管MP0是电荷注入管，为信号输入开关，其栅极接一个脉冲信号in，源极接电源电压VDD，其漏极与PMOS管MP1管的源极相连；MP1是隔离管，其栅极接电源电压VDD，其漏极与限流PMOS管MP2的源极接在一起；MP2为限流管，其栅极接的电压偏置由Cascode偏置电路提供，其作用是在电容充电的瞬间限制住充电电流的大小，PMOS管MP2的漏极接电容C的上极板；NMOS管MN0为一个复位开关，MN0的栅极接一个复位信号Clear，漏极接计数电容C的正极板，源极接计数电容的下极板，即GND；NMOS管MN1、MN2、MN3和MN4构成NMOS管电流镜；PMOS管MP4和MP5构成PMOS管电流镜，这两个电流镜的作用是将Cascode偏置电路的偏置电流传递到输出端out所在的支路，最终PMOS管MP4相当于跟随器PMOS管MP3的电流源负载；PMOS管MP3是电压跟随器，负责最后将计数电容上的电压信号传递到输出端out，作为计数的输出结果。

上述计数电路由PMOS管MP0、MP1、MP2和电容C组成。

进一步，本发明还提出一种利用上述应用于SPAD探测器的高计数范围的模拟计数电路进行计数的方法，其包含以下三个步骤：

一、复位阶段，复位阶段是光子探测的准备阶段，在雪崩脉冲到来之前，复位信号Clear为高电平，信号输入开关MP0处于断开状态，利用复位开关Clear将电容的原有的电荷放电到GND，以等待计数阶段的到来；

二、计数阶段，单光子雪崩二极管光电探测器开始对光信号进行探测，产生雪崩脉冲输入信号，雪崩脉冲信号in在低电平的时候，MP0是导通的，且其沟道电阻非常小，因此MP0的漏极与源极电位接近相同，为电源电压，当雪崩脉冲信号的一个上升沿到来时，由于电容的两端电压不能突变的原理，MP0两端的电压不能突变，因此MP0的栅极电压上升时，其漏极电压也随之升高，经过一个短暂的瞬间又恢复到正常状态，由于只有瞬间导通，且有限流MOS管MP2限制导通电流的大小，计数电容所获得的电荷量非常少，计数电容就在这一瞬间完成了充电并计数；

三、读出阶段，SPAD完成了对单光子信号的探测，信号输入开关MP0断开，电压跟随器MP3开始对计数电容C的上极板上的电压进行读出，通过计算即可得到SPAD在探测期间所探测到的光子数。

本发明具有的有益效果：

1.本发明可以降低电容面积，且计数范围大：采用250pF的计数电容能够可以实现1600次的计数，由于本发明采用上升沿触发计数的方法，在每一次脉冲上升沿，计数电容增加极微量的电荷。因此可以在减小计数电容面积的同时，计数范围并没有显著降低。

2.本发明的电路可以实现轨到轨的电平计数范围：通过简单的偏置电路将电流源作为输出跟随器的负载，输出电阻相当于无穷大，因此输出电平不会受到输出负载的影响。

3.本发明的像素单元的填充系数高：本发明采用模拟计数电路代替传统的数字计数电路，由于模拟计数电路面积小，有利于提高SPAD阵列探测器的填充系数。

附图说明

图1为上升沿触发计数的线性模拟计数电路图。

图2为上升沿触发计数的线性模拟计数电路的工作时序图。

图3为上升沿触发计数的线性模拟计数电路的仿真结果图。

图4为上升沿触发计数的线性模拟计数电路的版图。

具体实施方式

以下结合说明书附图对本发明专利作进一步的详细说明。

该电路利用电容充电的方案，对电容上的电荷进行实时监测，最后通过计算就可以得到探测到的光子的数量。为了实现线性模拟计数电路在较大的动态范围内对计数电容的充电，本发明采取脉冲上升沿触发计数的方法，即每个雪崩信号的上升沿到来后，将在计数电容上增加极微量的单位电荷。利用这种上升沿触发计数的方法，使得电容只在脉冲上升沿到来之后的极短的瞬间内计数，从而使得电容每一次充电的单位电量很小，从而实现了较大动态范围内的计数。

基于电容两端电压不能突变的原理，本发明设计了一种基于电容充电的线性模拟计数电路，其具体电路如图1所示。该电路使用了一个计数电容C、1个电阻R和15个MOS管。其中NMOS管MN3和MN4，PMOS管MP6，MP7，MP8和MP9以及电阻R构成一个简单Cascode(共源共栅)偏置电路，为计数电路提供偏置。此偏置电路为计数电路的输出跟随器提供了一个电流源负载(由MP4提供)，保证了计数器的线性输出。此外。偏置电路还为限流PMOS管MP2提供了一个较高电平的偏置电压，在计数电容充电的支路上起到了一个限制导通电流过大的作用。PMOS管MP0是电荷注入管，为信号输入开关，其栅极接一个脉冲信号in，源极接电源电压VDD，其漏极与PMOS管MP1管的源极相连；MP1是隔离管，其栅极接电源电压VDD，其漏极与限流PMOS管MP2的源极接在一起；MP2为限流管，其栅极接的电压偏置由Cascode偏置电路提供，其作用是在电容充电的瞬间限制住充电电流的大小，PMOS管MP2的漏极接电容C的上极板；NMOS管MN0为一个复位开关，MN0的栅极接一个复位信号Clear，漏极接计数电容C的正极板，源极接计数电容的下极板，即GND；NMOS管MN1、MN2、MN3和MN4构成NMOS管电流镜；PMOS管MP4和MP5构成PMOS管电流镜。这两个电流镜的作用是将Cascode偏置电路的偏置电流传递到输出端out所在的支路，最终PMOS管MP4相当于跟随器PMOS管MP3的电流源负载，采取电流源作负载可以提高计数结果的线性度，实现轨到轨的电平计数范围；PMOS管MP3是电压跟随器，负责最后将计数电容上的电压信号传递到输出端out，作为计数的输出结果。

本发明的计数电路的工作原理与过程可以分为3个阶段，如图2所示，分别是复位阶段、计数阶段和读出阶段。复位阶段是光子探测的准备阶段，在雪崩脉冲到来之前，复位信号Clear为高电平，信号输入开关MP0处于断开状态，利用复位开关Clear将电容的原有的电荷放电到GND，以等待计数阶段的到来。对于计数阶段，单光子雪崩二极管光电探测器开始对光信号进行探测，产生雪崩脉冲输入信号，雪崩脉冲信号in在低电平的时候，MP0是导通的，且其沟道电阻非常小。因此MP0的漏极与源极电位接近相同，为电源电压。当雪崩脉冲信号的一个上升沿到来时，由于电容的两端电压不能突变的原理，MP0两端的电压不能突变，因此MP0的栅极电压上升时，其漏极电压也随之升高，经过一个短暂的瞬间又恢复到正常状态。由于只有瞬间导通，且有限流MOS管MP2限制导通电流的大小，计数电容所获得的电荷量非常少，计数电容就在这一瞬间完成了充电并计数。在读出阶段，SPAD完成了对单光子信号的探测，信号输入开关MP0断开，电压跟随器MP3开始对计数电容C的上极板上的电压进行读出，通过计算即可得到SPAD在探测期间所探测到的光子数。本发明提出的这种模拟读出方法计数范围大，电路结构简单，不会降低像素单元的填充系数，同时也不会提高电路制造的成本。基于电容两端电压不能突变的原理，本发明提出了这种基于雪崩脉冲上升沿触发计数的线性模拟计数电路和方法，该方法具有较高的计数范围，计数电容占用面积小等优点。

如图1所示，为本发明上升沿触发计数的线性模拟计数电路图。该电路由1个电容C、1个电阻R和15个MOS管构成，具体包括：PMOS管MP0、MP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP6、MP7、MP8、MP9，NMOS管MN0、MN1、MN2、MN3、MN4。其中PMOS管MP0是电荷注入管，雪崩脉冲输入信号从MP0的栅极输入，其源极接VDD，漏极接PMOS管MP1的源极接在一起；MP1是隔离管，其栅极接电源电压VDD，在雪崩脉冲信号的上升沿到来前，其栅极和源极的电压差始终保持为0V，处于截止的状态，使得PMOS管MP0和MP1所在的计数支路没有电流流过；PMOS管MP2为限流MOS管，其源极接PMOS管MP1的漏极，其漏极接电容C的上极板，其栅极接一个较高的偏置电压(与PMOS管MP8的栅极连在一起)，用于在计数电容计数的瞬间，限制瞬间导通电流，从而可以增加计数次数；NMOS管MN0是电容复位开关，其栅极接复位信号Clear，源极和漏极分别接计数电容的上极板和下极板，它的宽长比设计的足够大，保证了电容可以在较短的时间内完成复位操作；PMOS管MP3是电压跟随器，栅极接电容上极板，源极为输出端out，它负责将最后计数电容上的计数结果输出；PMOS管MP4为跟随器的电流源负载，其栅极与PMOS管MP5的栅极连在一起，它与MP5构成了一个PMOS电流镜；NMOS管MN1、MN2、MN3、MN4构成一个NMOS管电流镜；这两个电流镜的作用是将偏置产生的电流传递到输出支路，构成输出电压跟随器的电流源负载。偏置电路主要是由PMOS管MP6、MP7、MP8、MP9，NMOS管MN3、MN4以及电阻R构成。

图2给出了模拟计数器的两个计数周期，该计数电路的每一次计数周期都分为3个阶段，分别是复位阶段、计数阶段和读出阶段。

(1)复位阶段：在雪崩信号到来之前，脉冲信号输入开关MP0断开，利用复位信号Clear来控制复位过程的启动与中断。在复位阶段，复位信号Clear为高电平，复位开关MN0闭合，电容C通过MN0进行放电，电容C被放电至GND，等待计数阶段的到来。

(2)计数阶段：处于计数阶段的复位信号Clear从高电平跳变为低电平，复位开关MN0断开。在计数阶段，SPAD探测到光子后会产生雪崩脉冲信号，当脉冲信号输入开关MP0的栅极输入信号in处于低电平时，MP0的漏极与源极电压近似相同，为电源电压。当in信号的上升沿到来时，MP0的栅电位升高，由于电容两端电压不能突变，在寄生电容Cgd的作用下MP0的漏极电压被瞬间抬升至超过电源电压，此时的晶体管MP0的源极变成漏极，其漏极变为源极。MP0栅极电压和漏极电压都为VDD，源极电压高于电源电压，即MP1的源极电压被提高，从而MP1的源极电压高于栅极和源极电压，MP0和MP1导通，放电的回路有两条：一条是由MP1的源极向电源放电，另一条是向MP1的源极向MP1的漏极放电。于是MP1的源极电压迅速降低，但已经足够对电容C0充电。在每一个脉冲信号的上升沿到来时，计数电容C会获得等量极微弱的电荷。计数电容C上的电荷随着脉冲信号的数目线性增加。

(3)读出阶段：SPAD完成了对单光子信号的探测，信号输入开关MP0断开，电容上的电荷不再增加，并保持不变。电压跟随电路开始对计数电容C上极板上的电压值进行读出。因为每个雪崩脉冲信号计数电容C增加的电荷量相等，所以在一定时间内计数电容C两端的电压变化值与这段时间内探测到的光子数成正比。通过简单计算即可得到SPAD在探测期间所探测到的光子数。

具体实施例：本发明基于中芯国际0.18μm的CMOS工艺对上述基于电容充电的线性模拟计数电路进行了仿真，仿真参数具体如下：计数电容C取250fF，雪崩脉冲信号in脉宽取10ns，周期取100ns；基于以上仿真参数，本发明进行了时长120us的仿真，并得到如图3所示的仿真结果图。图中横坐标为仿真时间，纵坐标为输出端的电压值。初始阶段，电容C被复位信号放电到0V；随后电路每检测到一个雪崩脉冲信号，计数电容C上的电压值就会减少一点，电压波形呈现阶梯状递增。该模式下输出端电压的波形随着仿真时间也呈较好的线性变化。经过计算，250fF的电容可以计数约为1600次，能够实现远远超过10bit的计数。在计数1600次以后输出端对应的电压值为3.2V，接近于电源电压值(3.3V)，实现了近乎轨到轨的计数范围。

根据上面的仿真结果，我们可以看出，本发明的计数方式有很好的线性度，且最大线性计数范围较大，可以实现1600的计数。而且电容值只需要250fF，大大减小了计数电路的版图面积。

图4是基于上升沿触发计数的线性模拟计数电路的版图设计，其中包括1个计数电容C和15个MOS管。MOS管MP0、MP1、MP2的尺寸都取PMOS管的最小尺寸(长度和宽度都为300nm)。复位管MN0的长度和宽度为1.6μm和350nm。对于计数电容C，选取MIM电容，其宽度和长度分别取10μm和26μm，对应的电容值为250fF。跟随器MP3的宽度和长度分别为12μm和300nm。电流镜MP4和MP5的宽度和长度分别为12μm和1μm。MP6和MP8的宽度和长度分别为8μm和300nm。MP7和MP9的宽度和长度分别为12μm和1μm。MN2和MN4的宽度和长度分别为12μm和350nm。MN1和MN3的宽度和长度分别为12μm和600nm。用来产生偏置的电阻采用多晶硅电阻，宽度和长度分别为1μm和10μm，segments为9，总电阻为29.6kΩ。最终设计出来的基于脉冲上升沿触发计数的线性模拟计数电路版图如图4所示。

本发明提出的这种模拟读出方法计数范围大，电路结构简单，不会降低像素单元的填充系数，同时也不会提高电路制造的成本。基于电容两端电压不能突变的原理，本发明提出了这种基于雪崩脉冲上升沿触发计数的线性模拟计数电路和方法，该方法具有较高的计数范围，计数电容占用面积小等优点。