一种振荡器装置的制作方法

本发明总体涉及一种振荡器，特别涉及一种能够降低扩展相位噪声和闭合相位噪声的装置。

背景技术：

为了降低闭合(closed-in)相位噪声(例如低于100hz的频率偏移)，传统的双引脚振荡器，例如传统的皮尔斯(pierces)振荡器，用于产生和输出较小电压信号到下一级电路。较小的幅度可以避免诸如晶体管等有源器件受到非线性效应的影响。然而，较小的幅度(电压摆幅)也意味着传统的皮尔斯(pierces)振荡器的器件驱动能力受到限制。传统的皮尔斯(pierces)振荡器不能降低扩展(far-out)相位噪声(例如，高于10khz的频率偏移)。另一方面，为了降低扩展相位噪声(例如，高于10khz的频率偏移)，使用了另一种类型的传统皮尔斯(pierces)振荡器来产生以及输出较大的电压信号到下一级电路。较大的幅度改进了器件驱动能力，但是不幸的是，较大的幅度(电压摆幅)会引起有源器件被非线性效应所影响。这种类型的传统皮尔斯(pierces)振荡器不能减少闭合相位噪声。因此，现在工业开发的这两种皮尔斯(pierces)振荡器都不能同时降低扩展相位噪声和闭合相位噪声。

技术实现要素：

本发明的一个目的是提供一种能降低扩展相位噪声和闭合相位噪声的振荡器装置，以解决上述提及的问题。

本发明实施例提供一种振荡器装置，该振荡器装置包括：振荡器核心电路，该振荡器核心电路包括：反相跨导放大器，至少一个第一电容器，至少一个第二电容器，以及谐振器。其中，该至少一个第一电容器连接在该反相跨导放大器的输入和地电平之间，该至少一个第二电容器连接在该反相跨导放大器的输出和该地电平之间。该谐振器具有连接到该反相跨导放大器的输入的第一端口和连接到该反相跨导放大器的输出的第二端口。该第一端口与该第二端口去耦合，所以两个端口的共模可以被独立的定义。

可选的，该至少一个第一电容器的电容小于该至少一个第二电容器的电容。

可选的，在该谐振器的第一端口上的电压信号的幅度大于在该谐振器的第二端口上的电压信号的幅度。

可选的，该振荡器装置进一步包括：dc耦合电路和驱动器，该dc耦合电路位于该振荡器核心电路和该驱动器之间，使得没有ac耦合电容器及其损耗。

本发明提供的振荡器装置中的谐振器的第一端口与第二端口去耦合(decouple)，可以避免第二端口的噪声反馈到第一端口，以降低第一端口的噪声，进而减少振荡器装置的噪声。

附图说明

图1是根据本发明第一实施例示出的振荡器装置的示意图；

图2a是图1中所示出的振荡器核心电路的等效电路图；

图2b是图1中的电流源和反相跨导放大器的操作区域示意图；

图3是基于图1所示出的谐振器的不同负电阻和c2与c1之间不同比率之间关系的示意图；

图4是根据本发明第二实施例示出的振荡器装置的示意图；

图5是图4所示出的振荡器装置的另一种实施方式的示意图；

图6是图1中的偏置电路(biascircuit)的一种实施方式的示意图；

图7是图1中的偏置电路(biascircuit)的另一种实施方式的示意图。

具体实施方式

在如下描述和权利要求中所使用的特定术语涉及特定的元件。本领域技术人员应该理解的是，电子设备厂商可以给元件以不同的命名。本发明不想以命名来区分元件，而是以功能来区分元件。在后续的描述和权利要求中，术语“包括”是一种开放式限定，其应该理解为“包含但不限于…”。而且，术语“耦接”表示直接或者间接的电连接，该连接可以表示为一直接的电连接，或者表示为通过其他装置或者连接的一间接的电连接。

请参阅图1，图1示出了本发明第一实施例提供的振荡器装置100的结构。在该实施例中，振荡器装置100是双引脚振荡器装置(不限于此)和/或片上振荡器装置(不限于此)。振荡器装置100能够降低扩展相位噪声以及闭合相位噪声。例如，扩展相位的定义是指频率偏移分量远离特定频率，例如大于10khz的频率偏移，以及闭合相位噪声的定义是指频率偏移分量在特定频率的邻域范围内，例如小于100hz的频率偏移。应当理解的是，前面提及的偏移频率的例子仅仅用于示范性的目的，不应理解为对本发明的限制。振荡器装置100能够实现扩展相位噪声和闭合相位噪声的改进。在该实施例中，可以通过增强器件的驱动能力，为驱动器提供足够的信号幅度，以及避免有源器件进入非线性操作区域(三极管区域)来改进相位噪声，这些将在后续详细描述。

实际上，振荡器装置100包括振荡器核心电路(corecircuit)105，驱动器110，偏置电路(biascircuit)115，位于振荡器核心电路105和驱动器110之间的dc耦合电路120，以及驱动器110。驱动器110可以由矩形波形成器(squarer)，反相缓冲器(inverterbuffer)，或者电压增益缓冲器(voltagegainbuffer)等等实现。振荡器核心电路105包括电流源1051，具有负跨导增益-gm的反相跨导放大器1052，至少一个第一电容器1053a，至少一个第二电容器1053b，和谐振器1054。具有负跨导增益-gm的反相跨导放大器1052能够以多种有源器件实现，例如mos晶体管，和/或双极性(bipolar)晶体管。在该实施例中，振荡器核心电路105包括一个具有电容值c1的第一电容器1053a和一个具有电容值c2的第二电容器1053b。在其他实施例中，振荡器核心电路105包括第一电容器阵列1053a和第二电容器阵列1053b，该第一电容器阵列1053a包括多个具有不同电容值的第一电容器，该第二电容器阵列1053b包括多个具有不同电容值的第二电容器。本发明对第一电容器阵列1053a中第一电容器的数目和第二电容器阵列1053b中第二电容器的数目不做限制。在这个实施例中，第一电容器1053a连接在反相跨导放大器1052的输入和地电平gnd之间，以及第二电容器1053b连接在反相跨导放大器1052的输出和地电平gnd之间。谐振器1054包括连接到反相跨导放大器1052的输入的第一终端/节点/端口，和连接到反相跨导放大器1052的输出的第二终端/节点/端口。谐振器1054的第一端口与谐振器1054的第二端口去耦合(decouple)，其中，第一端口对应电压信号vx1以及第二端口对应电压信号vx2。如图1所示，在谐振器1054的第一端口与谐振器1054的第二端口之间没有反馈电路。在该第一端口处的dc电压偏置电平不取决于该第二端口处的dc电压偏置电平以及不根据该第二端口处的dc电压偏置电平而控制。在振荡器核心电路105的第一端口处产生的电压信号vx1通过该dc耦合电路120传输到驱动器110，并且偏置电路115对该电压信号vx1进行偏置，具体的，偏置电路115通过dc耦合电路120耦接到第一端口，对第一端口的电压信号vx1进行偏置,偏置后的vx1透过dc耦合电路120传递到驱动器。电压信号vx1和vx2在谐振器1054上产生信号vo。实际上，可以根据如下等式确定谐振器1054的信号vo：

vo＝vx1-vx2

(这在vx2上增加了极性，这样，振荡器核心电路105产生的vx1与vx2是互相反向的)

其中，c1是第一电容器1053a的电容值，以及c2是第二电容器1053b的电容值。

通过dc耦合电路120，谐振器1054的第一端口能dc耦接到驱动器110，不需要ac耦合电路。实际上，可以使用导线和/或电阻器来实现dc耦合电路120，该dc耦合电路120将包括直流的全频谱信号传递到驱动器110。不使用ac耦合电容器，偏置电路115通过使用低噪声偏置电路来实现，以为振荡器核心电路105和驱动器110提供具有低噪声的偏置电压作为共模电压。如图1所示，偏置电路115连接到谐振器1054的第一端口，以及该偏置电路115用于给谐振器1054的第一端口提供共模电压。即使偏置电路115的噪声被传输到振荡器核心电路105，扩展相位噪声也能被谐振器1054抑制。

驱动器110的输入是dc耦合到反相跨导放大器1052的输入和谐振器1054的第一端口。驱动器110根据在谐振器1054的第一端口产生的电压信号vx1，产生方波信号以及在驱动器110的输出节点输出方波信号。振荡器装置100为下一级电路提供方波信号作为参考时钟信号。

为了改进扩展相位噪声，代替使用ac耦合模块，使用dc耦合电路120，由于谐振器1054的第一端口和第二端口去耦合(即在电压信号vx1和vx2之间没有反馈路径)，该dc耦合电路120被连接在驱动器110和谐振器1054的第一端口。由于消除了用于ac耦合的电容器，传输到驱动器110的电压信号vx1没有被ac耦合电容器削弱。

为了改进扩展和闭合相位噪声，在这个实施例中，配置第一电容器1053a的电容值c1小于第二电容器1053b的电容值c2。电容器1053a和1053b可以在芯片上实施。此外，电容值c1和c2可以被数字控制。可以根据如下等式重新分配或者调整电压信号vx1和vx2的幅度。

ax1和ax2分别指示在谐振器1054的两个端口上的电压信号vx1和vx2的幅度(即摆幅swing)。电压信号vx1的幅度ax1与电容值c1成反比，以及电压信号vx2的幅度ax2与电容值c2成反比。由于较大的电容值c2和较小的电容值c1，幅度ax1与幅度ax2的比值被增大。这个配置能有效的避免电流源1051进入三极管区域以及避免反相跨导放大器1052进入三极管区域，以避免引起非线性效应。

为了描述不同的电容值c1和c2的设计的优点，请结合图2b参阅图2a。图2a是图1中振荡器核心电路105的等效电路图。图2b示出图1中电流源1051和反相跨导放大器1052的操作区域。如图2a所示，谐振器1054包括电阻器rp，电感器lp和电容器cp。由于电容值c2大于电容值c1，所以电压信号vx1的幅度ax1被增大并且大于电压信号vx2的幅度ax2。正如图2b所示出的，虚曲线所表示的两个摆幅指示在传统的振荡器的两个端口上的电压摆幅，以及实曲线所表示的两个摆幅指示在本发明所提供的谐振器1054的两个端口上的电压幅度(ax1和ax2)。虚线包围的模块205a包括三极管区域和饱和区域的操作区域，代表传统振荡器的有源器件很大可能会频繁进入三极管区域，以及由于闭合相位噪声，有源器件的性能会降低。然而，与传统振荡器相比，为了降低闭合相位噪声，幅度ax1被增大以及幅度ax2被缩小。基于设计的/配置的幅度ax1和ax2，电流源1051和反相跨导放大器1052的有源器件大部分被保持在饱和区内，如图2b所示。其中，实线包围的模块205b表示本发明提供的操作区域，其包括饱和区域和少部分的三极管区，代表本发明提供的振荡器的有源器件大部分都在饱和内。其中，图2b中的vdd-vds,sat的上面以及斜直线的右侧表示三极管区，vdd-vds,sat(其中，vds,sat为电流源1051的临界饱和区输出电压)的上面表示电流源1051可能进入三极管区，斜直线的右侧表示反相跨导放大器1052可能进入三极管区，从图中可以看出，本发明该实施例提供的振荡器的电流源1051不会进入三极管区，反相跨导放大器1052只有一小部分进入三极管区。需要理解的是，可以通过配置参数使得反相跨导放大器1052不进入三极管区。其中，图中斜直线(斜直线与vx1交点为vth)的右侧是三级管区,左侧是饱和区。这样的区分来自于反相跨导放大器1052的特性(晶体管特性)，反相跨导放大器1052的栅极端(gate)电压为vx1，即vgate＝vx1，反相跨导放大器1052的漏极端(drain)电压为vx2，vdrain＝vx2，vgate-vdrain<vth为饱和区。也就是说，有源器件的工作区域几乎在有源器件的整个操作周期内保持在饱和区域内。此大大降低了有源器件进入三极管区域的可能性，以及尽可能降低闭合相位噪声。

图3是根据图1的实施例示出谐振器1054的不同负电阻和c2与c1的不同比值的选择之间的关系示意图。根据如下等式确定和调整负电阻-r。

图3的虚线表示负电阻–r的值，当电容值c1等于c2时，负电阻–r的值处于最大值。负电阻–r的最大值表示传统振荡器的最佳启动条件，以及传统振荡器被配置为在最佳启动条件下操作。(即采用负电阻–r的最大值)。因此，考虑到最佳启动条件，倾向于将传统的两端口振荡器中的两个电容器配置为具有相同的电容值。

然而，在本发明实施例中，考虑到相位噪声的改进，第二电容器1053b的电容值c2设计为比第一电容器1053a的电容值c1大，以及c2与c1的比值设计为大于1，例如1.1或者1.2。采用如下公式确定负载电容值c_load：

为了保持负载电容值c_load恒定或者固定(不限于此)，当c2与c1的比值变大时，电容值c1和c2的和变大，如图3所示。为了避免任何有源器件(例如振荡器装置100中的晶体管)进入三极管区域，考虑到实际上电容值变化的百分比为从-10％到+10％，设计c2与c1的比值大于1.1。在优选实施例中，设计c2与c1的比值大于1.2。也就是说，c2与c1的比值的下限为1.1或者1.2。此外，根据负电阻值/电容值(-r)以及总体电容器面积，设计c2与c1的比值的上限。这些变形都在本发明的范围内。

此外，对于电容器1053a和1053b的实现，为了获得更大的幅度ax1和减少闭合相位噪声，第一电容器1053a可以使用不依赖于电压的线性电容器实现，该线性电容器不随着电压摆幅的变化而变化。此外，为了节省芯片面积，第二电容器1053b可以用高密度电容器实现，该实施例中，高密度电容器是用晶体管做的，所以该高密度电容器的电容值会随着电压的摆幅做微小变化。例如，如果高密度电容器的电容值是线性电容器的4倍。假定c_load相同，当电容值c2与c1的比值等于1以及第一电容器1053a和第二电容器1053b都使用线性电容器实现，所需的总电容器面积是线性电容器单位面积电容值的面积的2.4倍。或者，当电容值c2与c1的比值等于1.5以及第一电容器1053a和第二电容器1053b都使用线性电容器实现，所需的总电容器面积是线性电容器单位面积电容值的面积的2.5倍。电容器的面积可以比预期的稍大一点。然而，如果第一电容器1053a由线性电容器实现，第二电容器1053b由高密度电容器实现，则所需的总电容器面积可以被减小为线性电容器单位面积电容值的面积的1.375倍。也就是说，本发明可以节省电容器的芯片面积，并可以降低信噪比(snr)。

另外，线性电容器可以通过金属绝缘体金属(metalinsulatormetal，mim)电容器或金属氧化物金属(metaloxidemetal，mom)电容器(但不限于此)来实现。高密度电容器可以由金属氧化物半导体(metaloxidesemiconductor，mos)电容器(但不限于此)来实现。所有这些能够带来如下效果：振荡器装置100可以在低电压电平下操作和/或可以通过使用低成本工艺来制造振荡器装置100的有源器件。

而且，第一电容器和/或第二电容器可以是可调电容器阵列以克服片外寄生电容量的不确定性。图4是本发明第二实施例提供的振荡器装置400的图。振荡器装置400可以是两管脚振荡器装置(不限于此)和/或片上振荡器装置(不限于此)。振荡器装置400能够减少扩展相位噪声以及减少闭合相位噪声。实际上，振荡器装置400包括振荡器核心电路405，驱动器110，偏置电路115和位于振荡器核心电路405和驱动器110之间的dc耦合电路120。振荡器核心电路405包括电流源1051，具有负跨导增益-gm的反相跨导放大器1052，第一开关电容器阵列4053a，第二开关电容器阵列4053b，以及谐振器1054。第一开关电容器阵列4053a包括多个开关s11-s1n和多个第一电容器c11-c1n，其中多个第一电容器c11-c1n的电容值可以相等也可以彼此不相等。第二开关电容器阵列4053b包括多个开关s21-s2m和多个第二电容器c21-c2m，其中多个第二电容器c21-c2m的电容值可以相等也可以彼此不相等。n和m是正整数，n和m可以相等，也可以不相等。根据开关s11-s1n和s21-s2m，以及电容器c11-c1n和c21-c2m，振荡器装置400用于提供具有不同振荡频率的输出信号。此外，如图4所示，反相跨导放大器1052可以使用nmos晶体管实现，该nmos晶体管具有连接到谐振器1054的第一端口的控制节点，连接到电流源1052和谐振器1054的第二端口的第一节点，以及连接到地电平的第二节点。

此外，反相跨导放大器可以使用coms结构实现。图5示出了图4所示出的振荡器装置400的另一种实施方式。装置400中的反相跨导放大器1052可以使用互补mos结构电路。图5中的反相跨导放大器1052包括nmos晶体管和pmos晶体管。pmos晶体管包括连接到谐振器1054的第一端口的控制节点，连接到电流源1051的第一节点，以及连接到谐振器1054的第二端口的第二节点。nmos晶体管包括连接到谐振器1054的第一端口的控制节点，连接到谐振器1054的第二端口和pmos晶体管的第二节点的第一节点，以及连接到地电平的第二节点。

进一步，偏置电路115可以采用各种电路实现。图6和图7分别示出图1中偏置电路115的不同实施例。如图6所示，偏置电路115包括电阻器rb以及反相器1151。基于低噪声和最优偏置点的考虑选择反相器的大小。电阻器rb耦接在dc耦合电路120的输出和反相器1151的输入之间，电阻器rb被用作高阻抗/电阻以避免偏置电路115中的反相器1151去负载谐振器1054，避免降低谐振器1054的品质因子。反相器1151的输入节点耦接到电阻器rb并且耦接到反相器1151的输出节点。反相器1151可以被电流源125提供的特定电流偏置和控制，该电流源125也用于提供特定电流以偏置和控制驱动器110。其中，电流源125也可以是电压源(也就是说，在其他的实施方式中，可以使用电压源来代替电流源)，提供特定电压以偏置和控制驱动器110和/或反相器1151。或者，如图7所示，偏置电路115包括连接到驱动器110的输入节点和驱动器110的输出节点之间的电阻器rb。这些变形都应落入本发明的范围内。

进一步，对于振荡器装置100/400的操作，c2与c1的比值的上限能够根据频率调谐范围，负载电容c_load，和/或前面提及的负电阻值-r来确定/估算。此外，可以确定/估算c2与c1的比值的下限以避免有源器件进入三极管区域(trioderegion)。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当以所附权利要求为准。