电路装置、振荡器、电子设备以及移动体的制作方法

本发明涉及电路装置、振荡器、电子设备以及移动体等。

背景技术：

一直以来，公知有ocxo(ovencontrolledcrystaloscillator：恒温晶体振荡器)、tcxo(temperaturecompensatedcrystaloscillator：温度补偿晶体振荡器)等振荡器。例如ocxo作为基站、网络路由器、测量设备等中的基准信号源而被使用。

在这样的ocxo、tcxo等振荡器中，期望较高的频率稳定度。但是，在振荡器的振荡频率中存在称为老化的随时间的变化，振荡频率随时间经过而变动。例如，作为抑制不能接收gps信号等基准信号、已成为所谓的保持模式(hold-over)状态的情况下的振荡频率的变动的现有技术，存在日本特开2015-82815号公报中公开的技术。在该现有技术中，设置存储部以及经过时间测量部，该存储部对振荡频率的控制电压的校正值与经过时间的对应关系信息(老化特性数据)进行存储。而且，在检测到保持模式的情况下，根据在存储部中存储的校正值与经过时间的对应关系信息、和由经过时间测量部测量的经过时间来执行老化校正。

在基站、网络路由器、测量设备等中，构成包含ocxo、tcxo等振荡器的pll(phaselockedloop：锁相环)，以gps信号等为基准信号，锁定振荡器的振荡频率。此时，例如对于保持模式的检测、或者从对所述基准信号的锁定向保持模式的切换等有技术诀窍(know-how)的用户在振荡器(电路装置和振子)的外部设置相位比较器、保持模式检测电路，使用振荡器组成pll，进行基于技术诀窍的控制等，由此，能够成为最适于系统的结构。另一方面，例如小型基站等的想要廉价地得到同步时钟的用户期望在外部不组成pll而以低成本得到同步时钟。这样，期望能够应对pll的构成方法、保持模式信号的生成方法等各种各样的用途。

技术实现要素：

根据本发明的几个方式，可提供一种例如能够应对pll的构成方法、保持模式信号的生成方法等各种各样的用途的电路装置、振荡器、电子设备以及移动体等。

本发明的一个方式涉及电路装置，该电路装置包含：处理部，其进行信号处理；振荡信号生成电路，其使用频率控制数据和振子，生成与所述频率控制数据对应的振荡频率的振荡信号；基准信号输入端子，其输入基准信号；以及内部相位比较部，其进行基于所述振荡信号的输入信号、和经由所述基准信号输入端子输入的所述基准信号的相位比较，所述振荡信号生成电路在第1模式下，使用基于外部相位比较部的相位比较结果的所述频率控制数据，生成所述振荡信号，所述外部相位比较部进行所述基准信号和基于所述振荡信号的输入信号的相位比较，在第2模式下，使用基于所述内部相位比较部的相位比较结果的所述频率控制数据，生成所述振荡信号。

根据本发明的一个方式，在第1模式下，能够通过包含外部相位比较部和振荡信号生成电路的pll使振荡信号与基准信号同步，在第2模式下，能够通过包含内部相位比较部和振荡信号生成电路的pll使振荡信号与基准信号同步。由于能够选择这样的第1、第2模式，因此，例如能够应对pll的构成方法、保持模式信号的生成方法等各种各样的用途。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述处理部在所述第1模式下，根据输入保持模式检测信号的输入端子的电压、或者经由数字接口部输入的保持模式检测信息，判断第1保持模式，所述第1保持模式是由所述基准信号的消失或者异常引起的所述外部相位比较部的保持模式，在所述第2模式下，根据经由所述基准信号输入端子输入的所述基准信号，判断第2保持模式，所述第2保持模式是由所述基准信号的消失或者异常引起的所述内部相位比较部的保持模式。

根据本发明的一个方式，能够根据输入保持模式检测信号的输入端子的电压、或者经由数字接口部输入的保持模式检测信息，判断第1模式下的外部相位比较部的保持模式。此外，能够根据经由基准信号输入端子输入的基准信号，判断第2模式下的内部相位比较部的保持模式。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，电路装置包含检测电路，所述检测电路检测包含所述内部相位比较部的pll电路的锁定状态，所述处理部在第2模式下，根据经由所述基准信号输入端子输入的所述基准信号、和来自所述检测电路的pll锁定检测信号，判断所述第2保持模式。

根据本发明的一个方式，能够根据经由基准信号输入端子输入的基准信号、和来自检测电路的pll锁定检测信号，判断第2模式下的内部相位比较部的保持模式。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述处理部在判断为所述基准信号消失或者异常、并且所述pll电路不是所述锁定状态的情况下，判断为处于所述第2保持模式。

保持模式是指，pll电路的基准信号消失或者异常，从而振荡电路为自激状态。即，通过检测出基准信号消失或者异常并且pll电路不是锁定状态的情况，能够判断为第2模式下的内部频率控制数据生成部的保持模式。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述处理部在检测到作为所述第1保持模式或者所述第2保持模式的保持模式的情况下，生成老化校正后的所述频率控制数据，并输出到所述振荡信号生成电路。

由于振子的振荡频率因老化而逐渐随时间变化，因此，在振荡电路自激振荡的保持模式中，由于由该老化导致的频率变动而产生了相对于标称振荡频率的频率偏差。根据本发明的一个方式，能够在检测到保持模式的情况下，将老化校正后的频率控制数据输入到振荡电路。由此，能够消除由老化导致的频率变动，在保持模式中能够得到高精度的振荡频率。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述处理部在检测到所述保持模式之前的期间，通过卡尔曼滤波处理估计所述频率控制数据的真值，在检测到所述保持模式的情况下，保存与检测到所述保持模式的时刻对应的时刻的所述真值，根据所述真值进行给定的运算处理，由此，生成所述老化校正后的所述频率控制数据并输出到所述振荡信号生成电路。

根据本发明的一个方式，能够根据通过卡尔曼滤波处理估计出、并且在与检测到保持模式的时刻对应的时刻保存的真值实现老化校正。因此，能够实现以往无法实现的高精度的老化校正。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，电路装置包含数字接口部，在所述第1模式下，基于所述外部相位比较部的相位比较结果的所述频率控制数据被输入到所述数字接口部，所述振荡信号生成电路根据输入到所述数字接口部的所述频率控制数据生成振荡信号。

根据本发明的一个方式，振荡信号生成电路能够根据在第1模式下输入到数字接口部的、基于外部相位比较部的相位比较结果的频率控制数据，生成振荡信号。由此，在第1模式下，能够实现由外部相位比较部构成的pll电路。

此外，本发明的另一个方式涉及振荡器，该振荡器包含：上述任意一个方式所述的电路装置；以及所述振子。

此外，本发明的另一个方式涉及电子设备，该电子设备包含上述任意一个方式所述的电路装置。

此外，本发明的另一个方式涉及移动体，该移动体包含上述任意一个方式所述的电路装置。

附图说明

图1是本实施方式的电路装置的第1结构例以及第1模式下的连接结构例。

图2本实施方式的电路装置的第1结构例以及第2模式下的连接结构例。

图3是本实施方式的电路装置的第2结构例。

图4是基准信号检测电路和处理部的详细结构例。

图5是pll以及保持模式处理的状态转变图。

图6是针对老化特性的元件偏差的说明图。

图7是针对保持模式时的老化校正的说明图。

图8是针对保持模式的说明图。

图9是针对保持模式的说明图。

图10是本实施方式的电路装置的详细结构例。

图11是使用了卡尔曼滤波处理的老化校正的说明图。

图12是使用了卡尔曼滤波处理的老化校正的说明图。

图13是处理部的详细结构例。

图14是处理部的动作说明图。

图15是处理部的动作说明图。

图16是老化校正部的结构例。

图17是温度传感器的结构例。

图18是振荡电路的结构例。

图19是本实施方式的变形例的说明图。

图20是本实施方式的变形例的说明图。

图21是振荡器的结构例。

图22是电子设备的结构例。

图23是移动体的结构例。

图24是振荡器的详细结构例。

图25是作为电子设备之一的基站的结构例。

具体实施方式

以下，详细说明本发明的优选实施方式。此外，以下说明的本实施方式并非对权利要求书中记载的本发明的内容进行不当限定，在本实施方式中说明的所有结构并非都必须是本发明的解决手段。

1.第1结构例

在图1、图2中示出本实施方式的电路装置的第1结构例。图1是第1模式(外部pll模式)下的连接结构例，图2是第2模式(内部pll模式)下的连接结构例。

电路装置500包含内部频率控制数据生成部40(内部pll电路、内部频率控制数据生成电路)、处理部50(数字信号处理部、处理电路)、数字接口部30(数字i/f部、接口电路)以及振荡信号生成电路140。

处理部50进行各种信号处理。例如对来自内部频率控制数据生成部40的内部生成频率控制数据dfca(内部生成频率控制码)或者来自外部频率控制数据生成部200的外部生成频率控制数据dfce(外部生成频率控制码)进行信号处理。具体而言，处理部50例如进行老化校正处理、卡尔曼滤波处理等信号处理(数字信号处理)。此外，根据需要进行温度补偿处理等信号处理。而且输出信号处理后的频率控制数据dfcq(频率控制码)。该处理部50可以由门阵列等asic电路实现，也可以由处理器(dsp、cpu)和在处理器上工作的程序(程序模块)来实现。

振子xtal例如是at切类型、或sc切类型等厚度剪切振动类型的石英振子等或弯曲振动类型等的压电振子。作为一例，振子xtal是设置于恒温槽型振荡器(ocxo)的恒温槽内的类型，但是不限于此，可以是不具有恒温槽的类型的tcxo用的振子。振子xtal也可以是谐振器(机电的谐振器或者电气式的谐振电路)。另外，作为振子xtal，能够采用saw(surfaceacousticwave：表面声波)谐振器、作为硅制振子的mems(microelectromechanicalsystems：微电子机械系统)振子等作为压电振子。作为振子xtal的基板材料，可使用石英、钽酸锂、铌酸锂等压电单晶体、锆钛酸铅等压电陶瓷等压电材料或硅半导体材料等。作为振子xtal的激励手段，既可以使用基于压电效应的手段，也可以使用基于库仑力的静电驱动。

振荡信号生成电路140生成振荡信号osck。例如，振荡信号生成电路140使用来自处理部50的频率控制数据dfcq和振子xtal，生成通过频率控制数据dfcq设定的振荡频率的振荡信号osck。作为一例，振荡信号生成电路140使振子xtal按照通过频率控制数据dfcq设定的振荡频率进行振荡，生成振荡信号osck。

另外，振荡信号生成电路140可以是以直接数字合成器方式生成振荡信号osck的电路。例如也可以将振子xtal(固定振荡频率的振荡源)的振荡信号作为参考信号，以数字方式生成通过频率控制数据dfcq设定的振荡频率的振荡信号osck。

振荡信号生成电路140可包含d/a转换部80和振荡电路150。但是，振荡信号生成电路140不限于这样的结构，能够实施省略其中一部分结构要素、或追加其他结构要素等各种变形。

d/a转换部80进行来自处理部50的频率控制数据dfcq(处理部的输出数据)的d/a转换。作为d/a转换部80的d/a转换方式，例如可采用电阻串型(电阻分割型)。但是，d/a转换方式不限于此，也可采用电阻梯型(r－2r梯型等)、电容阵列型或者脉宽调制型等各种方式。此外，d/a转换部80除了d/a转换器以外，还可以包含其控制电路、调制电路(抖动调制或者pwm调制等)、滤波电路等。

振荡电路150使用d/a转换部80的输出电压vq和振子xtal，生成振荡信号osck。振荡电路150经由第1、第2振子用端子(振子用焊盘)而连接于振子xtal。例如，振荡电路150通过使振子xtal(压电振子、谐振器等)振荡而生成振荡信号osck。具体而言，振荡电路150使振子xtal以将d/a转换部80的输出电压vq作为频率控制电压(振荡控制电压)的振荡频率进行振荡。例如，在振荡电路150是利用电压控制对振子xtal的振荡进行控制的电路(vco)的情况下，振荡电路150可以包含电容值根据频率控制电压而变化的可变电容式电容器(变容二极管等)。

另外，如上所述，振荡电路150可以通过直接数字合成器方式而实现，在该情况下，振子xtal的振荡频率成为参考频率，成为不同于振荡信号osck的振荡频率的频率。

内部频率控制数据生成部40进行基于振荡信号osck的输入信号(输入时钟信号)与来自gps或者网络的基准信号rfck(基准时钟信号)的相位比较(比较运算)，生成频率控制数据dfca。所生成的频率控制数据dfca被输入到处理部50。这里，基于振荡信号osck的输入信号可以是振荡信号osck本身，也可以是由振荡信号osck生成的信号(例如分频后的信号)。以下，主要以输入信号是振荡信号osck本身的情况为例进行说明。

例如，内部频率控制数据生成部40能够由以下部件构成：内部相位比较部41，其对振荡信号osck与基准信号rfck的相位差进行比较并输出与相位差对应的信号；以及数字滤波部，其对内部相位比较部41的输出进行滤波处理并输出频率控制数据dfca。另外，内部频率控制数据生成部40的结构不限于此。例如，也可以由以下部件构成：电荷泵电路，其输出与振荡信号osck和基准信号rfck的相位差对应的电流脉冲；对该电流脉冲进行滤波处理的环路滤波器(模拟滤波器)；以及对环路滤波器的输出进行a/d转换的a/d转换器。

数字接口部30是用于在电路装置与外部装置(例如微型计算机、控制器等)之间输入输出数字数据的接口。数字接口部30例如能够通过使用了串行时钟线和串行数据线的同步式的串行通信方式来实现。具体而言，能够通过i2c(inter-integratedcircuit：内部集成电路)方式、3线或者4线的spi(serialperipheralinterface：串行外设接口)方式等实现。i2c方式是通过串行时钟线scl、和双向的串行数据线sda这2根信号线来进行通信的同步式的串行通信方式。在i2c的总线上能够连接多个从器件，主器件在指定单独确定的从器件的地址，选择从器件之后，与该从器件进行通信。spi方式是通过串行时钟线sck和单向的2根串行数据线sdi、sdo进行通信的同步式的串行通信方式。在spi的总线上能够连接多个从器件，而为了确定这些从器件，主器件需要使用从器件选择线来选择从器件。数字接口部30由实现这些通信方式的输入输出缓冲电路和控制电路等构成。

外部频率控制数据生成部200(外部频率控制数据生成电路、外部pll电路)在组成在环路中包含电路装置500和外部频率控制数据生成部200的外部pll的情况下(例如第2模式下)设置。例如，与电路装置500一起安装于电子设备的电路基板。另外，即使在设置外部频率控制数据生成部200的情况下，也能够设定为第1模式而使用内部频率控制数据生成部40。

外部频率控制数据生成部200进行基于振荡信号osck的输入信号(输入时钟信号)与来自gps或者网络的基准信号rfck(基准时钟信号)的比较运算，生成频率控制数据dfce。所生成的频率控制数据dfce经由数字接口部30被输入到处理部50。外部频率控制数据生成部200可以与例如内部频率控制数据生成部40同样地，由外部相位比较部210(比较运算部)和数字滤波部构成，或者也可以由电荷泵电路、环路滤波器、a/d转换器构成。

以下，对第1模式和第2模式下的电路装置500的动作进行说明。

模式例如通过寄存器设定、端子设定来进行设定。在寄存器设定的情况下，例如外部的cpu等经由数字接口部30将模式写入在图10的寄存器部32中。在端子设定的情况下，电路装置500包含未图示的模式设定端子，模式设定电压从外部的cpu等输入到该模式设定端子，通过该模式设定电压设定模式。或者，模式设定端子也能够在基板上与模式设定电压的节点连接。

在第1模式下，如图1那样，利用外部pll控制振荡信号osck的频率，该外部pll在环路中包含外部频率控制数据生成部200、处理部50、振荡信号生成电路140。

具体而言，外部频率控制数据生成部200检测振荡信号osck与基准信号rfck的相位差，输出减小该相位差(相对于相位差而言是负反馈)的频率控制数据dfce。处理部50对频率控制数据dfce进行温度补偿处理等信号处理而输出频率控制数据dfcq，振荡信号生成电路140输出与频率控制数据dfcq对应的频率的振荡信号osck。在振荡信号osck的相位与基准信号rfck的相位同步的状态(锁定状态)下，振荡信号osck是与基准信号rfck的频率同步的频率。

在第2模式下，如图2那样，利用内部pll控制振荡信号osck的频率，该内部pll在环路中包含内部频率控制数据生成部40、处理部50、振荡信号生成电路140。

具体而言，内部频率控制数据生成部40检测振荡信号osck与基准信号rfck的相位差，输出减小该相位差(相对于相位差而言是负反馈)的频率控制数据dfca。处理部50对频率控制数据dfca进行温度补偿处理等信号处理而输出频率控制数据dfcq，振荡信号生成电路140输出与频率控制数据dfcq对应的频率的振荡信号osck。在振荡信号osck的相位与基准信号rfck的相位同步的状态(锁定状态)下，振荡信号osck是与基准信号rfck的频率同步的频率。

根据以上的实施方式，电路装置500包含进行信号处理的处理部50、振荡信号生成电路140、输入基准信号rfck的基准信号输入端子trfck以及内部频率控制数据生成部40(内部相位比较部)。振荡信号生成电路140使用频率控制数据dfcq以及振子xtal，生成与频率控制数据dfcq对应的振荡频率的振荡信号osck。内部频率控制数据生成部40进行基于振荡信号osck的输入信号、与经由基准信号输入端子trfck输入的基准信号rfck的相位比较。

而且，在第1模式下，振荡信号生成电路140根据基于外部相位比较部210的相位比较的结果的频率控制数据dfcq生成振荡信号osck，该外部相位比较部210进行基于振荡信号osck的输入信号与基准信号rfck的相位比较。在第2模式下，振荡信号生成电路140根据基于内部相位比较部41的相位比较结果的频率控制数据dfcq生成振荡信号osck。另外，在图1、图2中，以下述情况为例进行了说明，但不限于此，上述情况是指，在第1模式下，通过外部频率控制数据生成部200生成的频率控制数据dfce经由数字接口部30输入到处理部50，在第2模式下，通过内部频率控制数据生成部40生成的频率控制数据dfca被输入到处理部50。例如，也可以是，在第1模式下，外部相位比较部210的相位比较结果(相位误差数据)经由数字接口部30输入到处理部50，处理部50对相位比较结果进行滤波处理(平滑化处理)而生成频率控制数据dfce。或者，也可以是，在第2模式下，内部相位比较部41的相位比较结果(相位误差数据)被输入到处理部50，处理部50对相位比较的结果进行滤波处理(平滑化处理)而生成频率控制数据dfca。

这样，例如能够与用户的期望的使用方法对应地选择模式，切换基于外部pll的振荡频率的控制与基于内部pll的振荡频率的控制。例如对同步时钟的生成方法等有技术诀窍的用户通过组成外部pll并在第1模式下使用电路装置500，能够灵活运用技术诀窍。另一方面，小型基站等的想要廉价地得到同步时钟的用户通过在第2模式下使用电路装置500，能够以低成本得到同步时钟。

此外，如后述那样，在基准信号rfck消失或者异常的保持模式状态下，pll电路成为自激状态。通过检出该保持模式状态，例如对自激振荡频率进行老化校正，在保持模式状态中，也能够得到高精度的振荡频率等。对这样的保持模式的检测等有技术诀窍的用户通过组成外部pll并在第1模式下使用电路装置500，能够灵活运用技术诀窍。另外，这里以保持模式为例进行了说明，但本实施方式的电路装置500不限于进行基于保持模式的检测结果的动作的结构。即，只要以能够设定利用外部pll进行动作的第1模式和利用内部pll进行动作的第2模式的方式构成电路装置500即可。

2.第2结构例

图3示出本实施方式的电路装置的第2结构例。在图3中，对图1、图2的结构进一步设置了基准信号检测电路47。此外，内部频率控制数据生成部40包含检测电路46(锁定检测电路、内部检测电路)。另外，在图3中示出了连接有外部频率控制数据生成部200的电路装置500，但当在第2模式下使用电路装置500的情况下，也可以不设置外部频率控制数据生成部200。

基准信号检测电路47检测基准信号rfck是否消失或者异常，并将基准信号检测信号syncclk(第1检测信号)输出到处理部50。在检测出基准信号rfck存在或者正常的情况下，检测信号syncclk有效(第1逻辑电平。例如高电平、“1”)。在检测出基准信号rfck消失或者异常的情况下，检测信号syncclk无效(第2逻辑电平。例如低电平、“0”)。

例如，基准信号检测电路47监测基准信号rfck的脉冲(或者频率)来检测基准信号rfck是否消失或者异常。例如，通过计数器等测量基准信号rfck的脉冲间隔，在根据该计数值判断为在规定的期间内未输入脉冲的情况下，判定为基准信号rfck消失或者异常。或者，在根据计数值判断为脉冲的输入间隔处于规定范围外的状态持续了规定的期间的情况下，判定为基准信号rfck消失或者异常。

检测电路46检测包含内部频率控制数据生成部40、处理部50、振荡信号生成电路140的内部pll是否为锁定状态(同步状态)，并将锁定检测信号plocka(第2检测信号)输出到处理部50。在检测为锁定状态的情况下，锁定检测信号plocka有效(第1逻辑电平。例如高电平、“1”)。在检测为非锁定状态的情况下，锁定检测信号plocka无效(第2逻辑电平。例如低电平、“0”)。

例如，在检测电路46中输入振荡信号osck与基准信号rfck的相位差的信息(例如内部相位比较部41(比较运算部)的输出)作为锁定状态判定用信息。而且，检测电路46在判断为相位差在规定范围内的状态持续了规定的期间(即，相位差收敛)的情况下，判定为内部pll电路处于锁定状态。

外部频率控制数据生成部200包含外部相位比较部210以及检测电路250。检测电路250检测包含外部频率控制数据生成部200、处理部50、振荡信号生成电路140的外部pll是否为锁定状态(同步状态)，并输出锁定检测信号plocke(第3检测信号)。锁定检测信号plocke经由端子tplocke输入到处理部50。在检测为锁定状态的情况下，锁定检测信号plocke有效(第1逻辑电平。例如高电平、“1”)。在检测为非锁定状态的情况下，锁定检测信号plocke无效(第2逻辑电平。例如低电平、“0”)。

例如，在检测电路250(锁定检测电路、外部检测电路)中输入振荡信号osck与基准信号rfck的相位差的信息(例如外部相位比较部210的输出)。而且，检测电路250在判定为相位差为规定范围内的状态持续了规定的期间(即，相位差收敛)的情况下，判定为外部pll电路处于锁定状态。

当在第1模式下基准信号rfck消失或者异常的情况下，外部pll的锁定状态被解除。此外，当在第2模式下基准信号rfck消失或者异常的情况下，内部pll的锁定状态被解除。在这样的保持模式状态的情况下，振荡电路150为自激状态，输出该自激状态下的振荡信号osck。

处理部50在第1模式下根据信号syncclk以及信号plocke检测保持模式状态，在第2模式下根据信号syncclk以及信号plocka检测保持模式状态。处理部50在检测到保持模式状态的情况下，例如进行老化校正，将老化校正后的频率控制数据dfcq输出到振荡信号生成电路140。老化是指振子xtal的振荡频率逐渐随时间变化。即，在假设频率控制数据dfcq(以及温度)固定的情况下，振荡信号osck的频率随时间而变化。在保持模式状态长时间持续(例如24小时等)的情况下，无法忽略该频率变动。例如，在后述的tdd方式的通信等中，要求高精度的时刻同步，但可能由于因老化导致的频率变动而无法实现时刻同步。在老化校正中，以将该振荡信号osck的频率保持为恒定的方式使频率控制数据dfcq变化，消除由老化导致的振荡频率的变动。下文对该老化校正的详情进行叙述。

图4示出基准信号检测电路47和处理部50的详细结构例。处理部50包含保持模式处理部52、选择器55以及老化校正部56。

选择器55在模式设定信号mode是与第1模式对应的信号的情况下选择频率控制数据dfce，在模式设定信号mode是与第2模式对应的信号的情况下选择频率控制数据dfca。所选择的数据作为频率控制数据dfci而被输出。该频率控制数据dfci用于温度补偿处理、卡尔曼滤波处理、老化校正处理等。模式设定信号mode例如是通过外部装置而设定于图10的寄存器部32中的信号。

在基准信号检测电路47中输入基准信号rfck和振荡信号osck，根据振荡信号osck检测基准信号rfck是否消失或者异常，输出信号syncclk。例如，使计数器按照振荡信号osck进行动作，通过该计数器测量基准信号rfck的脉冲间隔(频率)，根据该脉冲间隔判断基准信号rfck是否消失或者异常。

保持模式处理部52根据信号plllock、syncclk输出检测信号holdover。信号holdover例如被输入到老化校正部56。信号plllock是表示外部pll或者内部pll是否处于锁定状态的信号，是信号plocke与信号plocka的逻辑和信号。

图5是pll(外部pll或者内部pll)以及保持模式处理的状态转变图。

当电路装置500的复位被解除时，pll成为初始状态。在pll从初始状态成为锁定状态的情况下，成为信号plllock＝1(有效)。此外，在pll从初始状态成为牵引(pull-in)状态的情况下，成为信号plllock＝0并且信号syncclk＝1。保持模式处理部52在信号plllock＝1或者syncclk＝1的情况下输出信号holdover＝0(无效)。

在pll从锁定状态或者牵引状态成为保持模式状态的情况下，成为信号plllock＝0(无效)并且信号syncclk＝0(无效)。在该情况下，保持模式处理部52输出信号holdover＝1(有效)。

在pll从保持模式状态成为锁定状态的情况下，成为信号plllock＝1。此外，在pll从保持模式状态成为牵引状态的情况下，成为信号plllock＝0并且信号syncclk＝1。保持模式处理部52在信号plllock＝1或者syncclk＝1的情况下输出信号holdover＝0。

根据以上的实施方式，在第1模式下，处理部50根据输入保持模式检测信号(锁定检测信号plocke)的输入端子tplocke的电压、或者经由数字接口部输入的保持模式检测信息，判断第1保持模式，该第1保持模式是由基准信号rfck的消失或者异常引起的外部相位比较部210(外部频率控制数据生成部200)的保持模式。在第2模式下，处理部50根据经由基准信号输入端子trfck输入的基准信号rfck，判断第2保持模式，该第2保持模式是由基准信号rfck的消失或者异常引起的内部相位比较部41(内部频率控制数据生成部40)的保持模式。

这些判断处理由保持模式处理部52进行。保持模式处理部52具有状态机的电路，该状态机的状态转变(图5)是根据各种信号和信息来执行的。而且，当根据输入保持模式的检测信号的输入端子的电压、或经由数字接口部30输入的保持模式的检测信息等判断出已成为保持模式的状态时，状态机的状态转变为保持模式的状态(holdover＝1)。然后执行保持模式时的各种处理(老化校正等)。

第1模式下的保持模式检测信号是锁定检测信号plocke。在第1模式下，通过外部频率控制数据生成部200(外部相位比较部210)形成pll电路。在该情况下，能够根据输入信号plocke的端子tplocke的电压判断是否已成为保持模式的状态。例如外部装置(控制外部pll电路的装置)将通知外部pll电路是否已成为锁定状态的信号plocke输出到电路装置。而且例如在通过信号plocke判断为外部pll电路是未锁定状态的情况(plllock＝plocke＝0)下，处理部50判断为是保持模式的状态。另外，可以是，除了信号plocke之外，还使用基准信号rfck(例如还使用基于基准信号rfck的信号syncclk)来判断是否已成为保持模式的状态。

此外，在第1模式下，可以根据经由数字接口部30输入的保持模式的检测信息判断是否已成为保持模式的状态。例如控制外部pll电路的外部装置(例如微型计算机)在判定为外部pll电路已成为保持模式的状态的情况下，将保持模式的检测信息经由数字接口部30设定于寄存器部32的寄存器(通知寄存器)。处理部50通过读出设定于该寄存器的保持模式的检测信息来判断是否已成为保持模式的状态。这样，不需要新设置保持模式的检测用的端子，实现了电路装置的端子数的削减等。

在第2模式下，通过设置于电路装置的内部的内部频率控制数据生成部40(内部相位比较部41)形成pll电路。在该情况下，能够根据输入基准信号rfck的端子trfck的电压判断是否已成为保持模式的状态。例如处理部50在根据端子trfck的电压而检测出基准信号rfck已成为消失或者异常的状态的情况下，判断出处于保持模式的状态。

此外，在本实施方式中，电路装置500包含检测pll电路(内部pll)的锁定状态的检测电路46，该pll电路(内部pll)包含内部相位比较部41(内部频率控制数据生成部40)。处理部50在第2模式下，根据经由基准信号输入端子trfck输入的基准信号rfck、和来自检测电路46的pll锁定检测信号plocka判断第2保持模式(内部相位比较部41(内部频率控制数据生成部40)的保持模式)。

例如，如图3中说明的那样，电路装置500包含基准信号检测电路47，基准信号检测电路47判定基准信号rfck是否消失或者异常，并输出信号syncclk。而且如图4、图5中说明的那样，处理部50根据信号syncclk和pll锁定检测信号plocka(＝plllock)判断内部相位比较部41(内部频率控制数据生成部40)的保持模式。这样，能够根据基准信号rfck和pll锁定检测信号plocka判断内部相位比较部41(内部频率控制数据生成部40)的保持模式。

具体而言，处理部50在判断为基准信号rfck消失或者异常(syncclk＝0)并且pll电路不是锁定状态的情况下(plocka＝plllock＝0)，判断为第2保持模式(内部相位比较部41(内部频率控制数据生成部40)的保持模式)(holdover＝1)。

保持模式是指：pll电路的基准信号rfck消失或者异常，从而振荡电路150为自激状态(相对于基准信号rfck是非同步状态、非锁定状态)。即，通过检测基准信号rfck消失或者异常并且pll电路不是锁定状态的情况，能够判断是保持模式。

这里，自激状态是指基于相位比较的负反馈未施加于振荡信号osck与基准信号rfck的频率差的状态(频率控制数据未通过相位比较而被控制的状态)。另一方面，锁定状态(同步状态)是指基于相位比较的负反馈施加于振荡信号osck与基准信号rfck的频率差、并且振荡信号osck与基准信号rfck的相位差被保持在规定范围内的状态。另外，牵引状态例如不包含于保持模式。牵引状态是指基于相位比较的负反馈施加于振荡信号osck与基准信号rfck的频率差但是未达到锁定状态的过渡状态。

此外，在本实施方式中，处理部50在检测到作为第1保持模式或者第2保持模式的保持模式(外部相位比较部210(外部频率控制数据生成部200)或者内部相位比较部41(内部频率控制数据生成部40)的保持模式)的情况下，生成老化校正后的频率控制数据dfcq，并输出到振荡信号生成电路140。

如下文在图6等中叙述的那样，振子xtal的振荡频率由于老化而逐渐随时间变化。如之后利用下式(1)、(2)叙述的那样，在振荡电路150自激振荡的保持模式中，由于由该老化引起的频率变动，相对于标称振荡频率的频率偏差逐渐蓄积(随着经过时间t1变长，保持模式时间θtot呈2次函数地变长)。根据本实施方式，在检测到保持模式的情况下，老化校正后的频率控制数据dfcq被输入到振荡电路150。由此，能够消除由老化导致的频率变动，在保持模式中，能够抑制相对于标称振荡频率的频率偏差蓄积的情况，即使是自激振荡，也能够得到高精度的振荡频率。

此外，在本实施方式中，处理部50在检测到保持模式之前的期间，通过卡尔曼滤波处理估计频率控制数据的真值。而且处理部50在检测到保持模式的情况下，保存与检测到保持模式的时刻对应的时刻的真值，根据该真值进行给定的运算处理，由此，生成老化校正后的频率控制数据，并输出到振荡信号生成电路140。

如后述那样，根据本实施方式，由于根据与保持模式的检出时刻对应的时刻的真值进行老化校正，因此，能够大幅度提高老化校正的精度。

此外，在本实施方式中，电路装置500包含数字接口部30。在第1模式下，基于外部相位比较部210(外部频率控制数据生成部200)的相位比较结果的频率控制数据(外部生成频率控制数据dfce)被输入到数字接口部30。振荡信号生成电路140根据输入到数字接口部30的频率控制数据(外部生成频率控制数据dfce(＝dfci))生成振荡信号osck。

具体而言，如下文在图10中叙述的那样，输入到数字接口部30的外部生成频率控制数据dfce被写入寄存器部32。而且，如图4中说明的那样，处理部50的选择器55在第1模式下，选择外部生成频率控制数据dfce和内部生成频率控制数据dfca中的、外部生成频率控制数据dfce作为频率控制数据dfci。处理部50对频率控制数据dfci进行信号处理并输出频率控制数据dfcq，振荡信号生成电路140根据频率控制数据dfcq生成振荡信号osck。这样，能够根据经由数字接口部30输入的外部生成频率控制数据dfce生成振荡信号osck。通过使用数字接口部30，无需新设置外部生成频率控制数据dfce的比特数的输入端子，实现了电路装置的端子数的削减等。

3.由老化导致的振荡频率变动

在ocxo、tcxo等振荡器中，由于称为老化的随时间的变化，振荡频率变动。而且，在振荡器的个体间的振荡频率的老化变动的特性中，存在由构成振荡器的部件的性能、部件和振荡器的安装状态、或者振荡器的使用环境等的个体偏差(以下，称为元件偏差)引起的差异。

图6的a1～a5是关于出货批号相同或者不同的多个振荡器的老化特性的测量结果的一例。如图6的a1～a5所示，在老化变动的方式中存在伴随着元件偏差的差异。

由老化导致的振荡频率的变动的原因被认为是在气密密封容器内产生的粉尘向振子的脱落和附着、基于某些逸出气体的环境变化、或者在振荡器中使用的粘接剂的随时间的变化。

作为用于抑制这样的由老化导致的振荡频率的变动的对策，存在如下方法：在出货前实施使振荡器工作一定期间的初始老化，使振荡频率初始变动之后再出货。但是，对于要求高频率稳定度的用途，仅采取这样的初始老化的对策是不够的，期望补偿由老化导致的振荡频率的变动的老化校正。

除此以外，在将振荡器用作基站的基准信号源的情况下，存在所谓的保持模式的问题。例如在基站中，通过使用pll电路将振荡器的振荡信号(输出信号)与来自gps或网络的基准信号同步，抑制频率变动。但是，当产生来自gps或网络(互联网)的基准信号成为消失或者异常的保持模式时，无法得到用于同步的基准信号。如果以gps为例，则在由于gps天线的设置位置或设置方向而未能接收定位信号、由于干扰波而未能准确地接收到定位信号、或者未从定位用卫星发送来定位信号的情况下，产生保持模式，无法执行使用了基准信号的同步处理。

当产生这样的保持模式时，由振荡器的自激振荡而产生的振荡信号成为基站的基准信号源。因此，要求如下的保持模式性能：在从保持模式的产生时刻到从保持模式恢复的时刻(解除时刻)为止的保持模式期间，抑制由振荡器的自激振荡导致的振荡频率的变动。

但是，如上述那样，由于振荡器的振荡频率存在由老化导致的无法忽略的程度的变动，因此，由于此而存在难以实现高的保持模式性能的课题。例如在24小时等保持模式期间内，在规定了容许的频率偏差(δf/f)的情况下，如果存在由老化导致的振荡频率的较大变动，则可能无法满足该容许频率偏差的规定。

例如作为基站与通信终端的通信方式，提出了fdd(frequencydivisionduplex：频分双工)、tdd(timedivisionduplex：时分双工)等各种方式。而且，在tdd方式中，上行和下行使用相同的频率按照时分方式收发数据，在分配给各设备的时隙之间设定有保护时间。因此，为了实现适当的通信，需要在各设备中进行时刻同步，要求有准确的绝对时刻的计时。即，为了提供移动电话、地面数字广播等在大范围区域内通信的无线通信系统，需要设置多个基站，当计时时刻在这些基站之间发生偏差时，无法实现适当的通信。但是，在产生了来自gps或网络的基准信号消失或者异常的保持模式的情况下，在振荡器侧需要在没有基准信号的状态下对绝对时刻进行计时，如果该计时时刻发生偏差，则通信失败。因此，对于在基站等中使用的振荡器，在保持模式期间也要求非常高的频率稳定度。因此，对于补偿由老化导致的频率变动的老化校正，也要求高精度的校正。

图7是对保持模式时的老化校正进行说明的图。频率控制数据生成部45在第1模式下是外部频率控制数据生成部200，在第2模式下是内部频率控制数据生成部40。

频率控制数据生成部45进行基于振荡信号的输入信号(输入时钟信号)与来自gps或者网络的基准信号(基准时钟信号)的相位比较(比较运算)，生成频率控制数据。选择器48在通常动作时，将来自频率控制数据生成部45的频率控制数据输出到振荡信号生成电路140。振荡信号生成电路140的d/a转换部80将该频率控制数据转换为频率控制电压并输出到振荡电路150。振荡电路150使振子xtal以与该频率控制电压对应的振荡频率进行振荡，生成振荡信号。通过频率控制数据生成部45和振荡信号生成电路140形成pll电路的环路，能够使基于振荡信号的输入信号与基准信号同步。

基准信号检测电路47进行基准信号的检测动作，检测基准信号消失或异常的保持模式。在检测到保持模式后，老化校正部56进行用于对保存于寄存器49中的频率控制数据补偿由老化导致的频率变动的老化校正。并且，振荡信号生成电路140使振子xtal按照与该老化校正后的频率控制数据对应的振荡频率进行振荡，生成振荡信号。由此，能够供给自激振荡中的振荡信号，作为基站等电子设备的基准信号源。

图8的b1表示产生了保持模式的情况下的理想的振荡频率的老化的特性。另一方面，b2(虚线)表示由于老化而导致振荡频率变动的特性。b3是由老化导致的振荡频率的变动幅度。此外，图9的b4表示产生了保持模式的情况下的用于接近b1的特性的频率控制电压的推移。另一方面，b5(虚线)表示从产生了基准信号消失或者异常的时刻起频率控制电压为恒定的状态。

为了进行使图8的b2所示的特性与b1所示的理想的特性接近的校正，进行老化校正。例如，如果通过老化校正，而如图9的b4所示那样使频率控制电压变化，则能够进行使图8的b2所示的特性接近b1所示的理想的特性的校正，例如，如果提高校正精度，则能够将b2所示的特性校正为b1所示的理想的特性。另一方面，在如图9的b5所示那样未进行老化校正的情况下，如图8的b2所示那样，在保持模式期间，振荡频率变动，例如，如果对保持模式性能的要求规格是图8所示的b1，则无法满足该要求。

例如表示保持模式期间的基于振荡频率的变动的时间的偏移量(总量)的保持模式时间θtot能够如下式(1)那样表示。

这里，t1表示由保持模式导致的老化的经过时间。f0是标称振荡频率，δf/f0是频率偏差。在上式(1)中，t1×f0表示总时钟数，(δf/f0)×(1/f0)表示1时钟内的时刻的偏移量。而且，频率偏差δf/f0能够使用保持模式时间θtot和经过时间t1，如上式(2)那样表示。

假设频率偏差δf/f0相对于经过时间呈1次函数地以恒定的斜率变化。在该情况下，随着经过时间t1变长，保持模式时间θtot呈2次函数地变长。

例如，在tdd方式的情况下，为了防止设定了保护时间的时隙重叠，要求保持模式时间为例如θtot＜1.5μs。因此，由上式(2)可知，作为振荡器所容许的频率偏差δf/f0，要求非常小的值。特别地，经过时间t1越长，该容许频率偏差要求越小的值。例如，在作为从保持模式的产生时刻起、到利用维护作业从保持模式恢复的时刻为止的时间而假设的时间为例如t1＝24小时的情况下，作为容许频率偏差，要求非常小的值。而且，由于在频率偏差δf/f0中包含例如温度依赖的频率偏差和由老化导致的频率偏差，因此，为了满足上述要求，需要非常高精度的老化校正。

4.电路装置的详细结构

图10示出本实施方式的电路装置的详细结构例。在图10中，相对于图1、图2的结构进一步设置了温度传感器10、a/d转换部20、寄存器部32以及存储部34。另外，电路装置的结构不限于图10的结构，可以实施省略其一部分的结构要素、或追加其他结构要素等各种变形。例如可以使用设置于电路装置的外部的温度传感器作为温度传感器10。

温度传感器10输出温度检测电压vtd。具体而言，将根据环境(电路装置)的温度而变化的温度依赖电压作为温度检测电压vtd输出。温度传感器10的具体结构例在后面再述。

a/d转换部20进行来自温度传感器10的温度检测电压vtd的a/d转换，输出温度检测数据dtd。例如输出与温度检测电压vtd的a/d转换结果对应的数字的温度检测数据dtd(a/d结果数据)。作为a/d转换部20的a/d转换方式，例如可采用逐次比较方式或与逐次比较方式类似的方式等。并且，a/d转换方式不限于这种方式，可采用各种方式(计数型、并联比较型或串并联型等)

寄存器部32是由状态寄存器、命令寄存器、数据寄存器等多个寄存器构成的电路。电路装置的外部装置经由数字接口部30访问寄存器部32的各寄存器。而且外部装置能够使用寄存器部32的寄存器来确认电路装置的状态、对电路装置发出命令，对电路装置传送数据、并且从电路装置读出数据等。

存储部34存储电路装置的各种处理、动作所需的各种信息。该存储部34例如能够通过非易失性存储器来实现。作为非易失性存储器，例如能够使用eeprom等。作为eeprom，例如能够使用monos(metal-oxide-nitride-oxide-silicon：金属氧化-氮氧化硅)型存储器等。或者作为eeprom，可以使用浮栅型等其他类型的存储器。另外，存储部34只要是即使不供给电源也能够保存并存储信息的存储器即可，例如也能够通过熔丝电路等来实现。

处理部50具有卡尔曼滤波部54(卡尔曼滤波处理的电路或者程序模块)、老化校正部56(老化校正处理的电路或者程序模块)、保持模式处理部52(保持模式处理的电路或者程序模块)、温度补偿部58(温度补偿处理的电路或者程序模块)。保持模式处理部52进行与保持模式相关的各种处理。温度补偿部58(处理部50)根据来自a/d转换部20的温度检测数据dtd，进行振荡频率的温度补偿处理。具体而言，温度补偿部58根据对应于温度而变化的温度检测数据dtd(温度依赖数据)、以及温度补偿处理用的系数数据(近似函数的系数数据)等，进行用于在存在温度变化的情况下减小振荡频率的变动的温度补偿处理。

基准信号rfck经由作为电路装置的外部连接端子的端子trfck(焊盘)输入到电路装置。对外部pll电路是否处于锁定状态进行通知的信号plocke经由作为电路装置的外部连接端子的端子tplocke(焊盘)输入到电路装置。

而且，存储部34存储卡尔曼滤波处理的系统噪声的设定用的系统噪声常数(v)和卡尔曼滤波处理的观测噪声的设定用的观测噪声常数(w)。例如在产品(振荡器等)的制造、出货时，进行用于监测振荡频率等各种信息的测量(检查)。而且根据该测量结果确定系统噪声常数和观测噪声常数，并写入例如由非易失性存储器等实现的存储部34中。这样，能够实现降低了由元件偏差导致的不良影响的系统噪声常数和观测噪声常数的设定。

内部频率控制数据生成部40(广义上说是相位比较部)包含内部相位比较部41(比较运算部)和数字滤波部44。内部相位比较部41是进行作为输入信号的振荡信号osck与基准信号rfck的相位比较(比较运算)的电路，包含计数器42、tdc43(时间数字转换器)。

计数器42生成数字数据，该数字数据与用基准信号rfck的基准频率(例如1hz)除以振荡信号osck的振荡频率而得的结果的整数部对应。tdc43生成与该除法结果的小数部对应的数字数据。tdc43例如包含：多个延迟元件；多个锁存电路，它们在基准信号rfck的边缘(高)定时将由多个延迟元件输出的多个延迟时钟信号锁存；以及电路，其通过进行多个锁存电路的输出信号的编码，生成与除法结果的小数部对应的数字数据。而且，内部相位比较部41将来自计数器42的与整数部对应的数字数据和来自tdc43的与小数部对应的数字数据相加，检测与设定频率之间的相位误差。而且，数字滤波部44通过进行相位误差的平滑化处理，生成频率控制数据dfca。例如在设振荡信号osck的频率为fos、基准信号rfck的频率为frf、与设定频率对应的分频数(分频比)为fcw的情况下，以使fos＝fcw×frf的关系成立的方式生成频率控制数据dfca。或者，计数器42可以对振荡信号osck的时钟数进行计数。即，计数器42通过基于振荡信号osck的输入信号进行计数动作。并且，内部相位比较部41可以通过整数，将基准信号rfck的n个周期(n是可设定为2以上的整数)中的计数器42的计数值、和计数值的期望值(n×fcw)进行比较。从内部相位比较部41输出例如期望值和计数器42的计数值的差分，作为相位误差数据。

另外，内部频率控制数据生成部40的结构不限于图10所示的结构，能够实施各种变形。例如可以由模拟电路的相位比较器构成内部相位比较部41、或者由模拟电路的滤波部(环路滤波器)和a/d转换器构成数字滤波部44。此外，可以是处理部50进行数字滤波部44的处理(相位误差数据的平滑化处理)。例如处理部50与其他的处理(保持模式处理、卡尔曼滤波处理等)时分地进行数字滤波部44的处理。例如处理部50对内部相位比较部41的相位比较结果(相位误差数据)进行滤波处理(平滑化处理)。

这里，对于外部频率控制数据生成部200，也能够采用与内部频率控制数据生成部40同样的结构。即，能够包含进行振荡信号osck与基准信号rfck的相位比较(比较运算)的外部相位比较部210、以及进行相位误差的平滑化处理的数字滤波部。或者，能够包含模拟电路的相位比较器、模拟电路的滤波部(环路滤波器)以及a/d转换器。此外，处理部50也可以进行数字滤波部的处理。例如处理部50对外部相位比较部210的相位比较结果(相位误差数据)进行滤波处理(平滑化处理)。

这样，在本实施方式中，处理部50(处理器)对基于输入信号和基准信号rfck的相位比较结果的频率控制数据dfci进行信号处理，其中，输入信号基于振荡信号osck。即，处理部50根据内部相位比较部41或者外部相位比较部210中的相位比较结果对频率控制数据dfci进行信号处理。例如在处理部50中输入频率控制数据dfci。频率控制数据dfci在第1模式下，是来自外部频率控制数据生成部200的频率控制数据dfce，外部频率控制数据生成部200对基于振荡信号osck的输入信号与基准信号rfck进行比较并生成频率控制数据dfce。在第2模式下，是来自内部频率控制数据生成部40的频率控制数据dfca，内部频率控制数据生成部40对基于振荡信号osck的输入信号与基准信号rfck进行比较并生成频率控制数据dfca。或者，处理部50可以输入内部相位比较部41的相位比较结果，并对相位比较结果进行滤波处理(数字滤波部44的处理)。或者，处理部50可以输入外部相位比较部210的相位比较结果，并对相位比较结果进行滤波处理(数字滤波部的处理)。而且处理部50(处理器)在检测到由基准信号rfck的消失或者异常引起的保持模式之前的期间，进行如下处理：通过卡尔曼滤波处理估计针对频率控制数据dfci的观测值的真值。该真值是通过卡尔曼滤波处理估计的真值，不限于真正的真值。卡尔曼滤波处理由卡尔曼滤波部54执行。此外，基于保持模式检出的控制处理由保持模式处理部52执行。

而且，处理部50在检测到保持模式的情况下，保存与保持模式的检出时刻对应的时刻的真值。保存该真值的时刻可以是保持模式的检出时刻本身，也可以是该时刻之前的时刻等。而且，处理部50通过进行基于所保存的真值的运算处理，生成被老化校正后的频率控制数据dfcq。生成的频率控制数据dfcq被输出到振荡信号生成电路140。该老化校正后的频率控制数据dfcq的生成处理通过老化校正部56来执行。

例如在通常动作期间内，处理部50对频率控制数据dfci(dfce或者dfca)进行例如温度补偿处理等信号处理，并将信号处理后的频率控制数据dfcq输出到振荡信号生成电路140。振荡信号生成电路140使用来自处理部50的频率控制数据dfcq和振子xtal生成振荡信号osck，并输出到内部频率控制数据生成部40(内部相位比较部41)或者外部频率控制数据生成部200(外部相位比较部210)。由此，在第1模式下形成由外部频率控制数据生成部200(外部相位比较部210)和振荡信号生成电路140等构成的pll电路的环路，在第2模式下形成由内部频率控制数据生成部40(内部相位比较部41)和振荡信号生成电路140等构成的pll电路的环路，能够生成与基准信号rfck相位同步的准确的振荡信号osck。

而且在本实施方式中，即使在检测到保持模式之前的通常动作期间内，处理部50的卡尔曼滤波部54也进行动作，对频率控制数据dfci执行卡尔曼滤波处理。即，进行如下处理：通过卡尔曼滤波处理估计针对频率控制数据dfci的观测值的真值。

当检测到保持模式时，将与保持模式的检出时刻对应的时刻的真值保存到处理部50中。具体而言，老化校正部56保存该真值。而且，老化校正部56通过进行基于所保存的真值的运算处理，生成老化校正后的频率控制数据dfcq。

这样，由于根据与保持模式的检出时刻对应的时刻的真值进行老化校正，因此，能够大幅度提高老化校正的精度。即，能够实现考虑了观测噪声和系统噪声的影响的老化校正。

另外，当消除了基准信号rfck的消失状态或异常状态时，保持模式的状态被解除，从保持模式恢复。在该情况下，电路装置的动作恢复到通常动作。而且振荡信号生成电路140不根据处理部50通过进行老化校正而生成的频率控制数据dfcq，而根据基于相位比较结果的频率控制数据dfcq来生成振荡信号osck。例如根据从外部频率控制数据生成部200(外部相位比较部210)或者内部频率控制数据生成部40(内部相位比较部41)经由处理部50而输入的频率控制数据dfcq(温度补偿处理等信号处理后的频率控制数据)，生成振荡信号osck。

此外，处理部50通过进行对所保存的真值加上校正值的运算处理(补偿由老化导致的频率变化的运算处理)，生成老化校正后的频率控制数据dfcq。例如通过在每个规定的时刻依次将与老化速率(老化的梯度、老化系数)对应的校正值(消除由老化速率导致的频率变化的校正值)和与保持模式的检出时刻对应的时刻的真值相加，生成老化校正后的频率控制数据dfcq。

例如设时间步k的校正值为d(k)、时间步k的老化校正后的频率控制数据为ac(k)。在该情况下，处理部50通过ac(k+1)＝ac(k)+d(k)求出时间步k+1的老化校正后的频率控制数据ac(k+1)。处理部50进行这样的各个时间步的校正值d(k)的相加处理，直至从保持模式恢复的时刻(解除时刻)为止。

此外，处理部50进行对真值加上滤波处理后的校正值的运算处理。例如，对校正值d(k)进行低通滤波处理等滤波处理，进行对真值依次加上滤波处理后的校正值d’(k)的运算处理。具体而言，进行ac(k+1)＝ac(k)+d’(k)的运算处理。

此外，处理部50根据卡尔曼滤波处理中的观测残差，求出校正值。例如，处理部50在检测到保持模式之前的期间，进行根据观测残差估计老化校正的校正值的处理。例如在设观测残差为ek的情况下，通过进行d(k)＝d(k-1)+e·ek的处理，估计校正值d(k)。这里e例如是常数，但也可以替代常数e，而使用卡尔曼增益。而且，保存与保持模式的检出时刻对应的时刻的校正值，并进行将保存的校正值与真值相加的运算处理，由此生成老化校正后的频率控制数据dfcq。

5.使用了卡尔曼滤波处理的老化校正

在本实施方式中，采用了使用卡尔曼滤波处理的老化校正方法。以下，对该方法进行说明。

图11是示出由老化导致的振荡频率的变动的测量结果例的图。横轴是经过时间(老化时间)，纵轴是振荡频率的频率偏差(δf/f0)。如图11的c1所示，在作为观测值的测量值中存在由系统噪声、观测噪声引起的大的偏差。在该偏差中还包含由环境温度引起的偏差。

当这样在测量值中存在大的偏差的状况下，为了正确地求出真值，在本实施方式中，进行基于卡尔曼滤波处理(例如线性卡尔曼滤波处理)的状态估计。

图12示出时间序列的状态空间模型，该模型的离散时间状态方程式通过下式(3)、(4)的状态方程式、观测方程式来给出。

x(k+1)＝a·x(k)+v(k)···(3)

y(k)＝x(k)+w(k)···(4)

x(k)是时刻k的状态，y(k)是观测值。v(k)是系统噪声，w(k)是观测噪声，a是系统矩阵。在x(k)是振荡频率(频率控制数据)的情况下，a例如相当于老化速率(老化系数)。老化速率表示振荡频率相对于经过期间的变化率。

例如，设为在图11的c2所示的时刻产生了保持模式。在该情况下，根据基准信号rfck中断的c2的时刻的真实状态x(k)、和相当于图11的c3所示的斜率的老化速率(a)执行老化校正。具体而言，作为用于减小由c3所示的老化速率导致的频率变化的补偿(校正)，例如以消除(抵消)该频率变化的校正值，进行使c2的时刻的振荡频率(频率控制数据)的真值x(k)依次变化的老化校正。即，消除图8的b2所示的老化速率下的频率变化，以使得成为b1所示的理想的特性的校正值使真值x(k)变化。这样，例如在保持模式的期间为24小时的情况下，能够通过老化校正来补偿作为经过24小时后的振荡频率的变动的图11的fdv。

这里，在图11的c1所示的振荡频率(频率偏差)的变动中包含由温度变动引起的变动以及由老化引起的变动。因此，在本实施方式中，例如通过采用具有恒温槽的恒温槽结构的振荡器(ocxo)，将由温度变动引起的振荡频率的变动抑制为最小限度。此外，使用图10的温度传感器10等执行降低由温度变动引起的振荡频率的变动的温度补偿处理。

而且，在pll电路(内部pll电路、外部pll电路)与基准信号rfck同步的期间(通常动作期间)内，监测频率控制数据，求出去除误差(系统噪声、观测噪声)后的真值，并保存于寄存器。而且，在由于基准信号rfck的消失或者异常而解除了pll电路的锁定的情况下，根据在锁定解除的时刻保存的真值(针对频率控制数据的观测值的真值)来执行老化校正。例如，作为用于减小由图11的c3的斜率即老化速率导致的频率变化的补偿，进行对所保存的频率控制数据的真值依次加上例如消除该频率变化的校正值的处理，由此，生成保持模式期间的自激振荡时的频率控制数据dfcq，使振子xtal振荡。这样，由于能够以最小误差求出进入保持模式的时刻的真值，并执行老化校正，因此，能够实现将由老化变动导致的不良影响抑制为最小限度的保持模式性能。

6.处理部的结构

图13示出处理部50的详细结构例。如图13所示，处理部50包含卡尔曼滤波部54、老化校正部56、温度补偿部58、选择器62、63、加法器65。

卡尔曼滤波部54输入去除了环境变动成分后的频率控制数据dfci(dfce或者dfca)，执行卡尔曼滤波处理。而且，输出相当于通过卡尔曼滤波处理估计出的真值的后验估计值x^(k)。另外，在本说明书中，将表示是估计值的帽形的符号“^”适当地排列成2个字符来进行记载。

卡尔曼滤波处理是指如下处理：假设在观测值和表示系统的状态的变量中包含噪声(误差)，使用从过去至现在取得的观测值来估计系统的最佳状态。具体而言，反复进行观测更新(观测过程)与时间更新(预测过程)，估计状态。观测更新是使用观测值与时间更新的结果来更新卡尔曼增益、估计值、误差协方差的过程。时间更新是使用观测更新的结果来预测下一时刻的估计值、误差协方差的过程。另外，在本实施方式中，主要说明了使用线性卡尔曼滤波处理的方法，但也能够采用扩展卡尔曼滤波处理。关于本实施方式的卡尔曼滤波处理的详情，将在后文进行叙述。

老化校正部56从卡尔曼滤波部54输入后验估计值x^(k)和校正值d’(k)。而且，通过进行对相当于频率控制数据的真值的后验估计值x^(k)加上校正值d’(k)的运算处理，生成老化校正后的频率控制数据即ac(k)。这里d’(k)是滤波处理后(低通滤波处理后)的校正值d(k)。即，在设时间步k(时刻k)的校正值(滤波处理后的校正值)为d’(k)、时间步k的老化校正后的频率控制数据为ac(k)的情况下，老化校正部56通过ac(k+1)＝ac(k)+d’(k)求出时间步k+1(时刻k+1)的老化校正后的频率控制数据ac(k+1)。

温度补偿部58输入温度检测数据dtd，进行温度补偿处理，生成用于使振荡频率相对于温度变动保持为恒定的温度补偿数据tcode(温度补偿码)。

振荡频率的温度特性根据每个产品的样本而有较大偏差。因此，在产品(振荡器)的制造、出货时的检查工序中，测量振荡频率的温度特性、和与周围温度对应的温度检测数据的变化特性。而且根据测量结果来求出下式(5)的多项式(近似函数)的系数a0～a5，将求得的系数a0～a5的信息写入到图10的存储部34(非易失性存储器)中进行存储。

tcode＝a5·x⁵+a4·x⁴+a3·x³+a2·x²+a1·x+a0···(5)

在上式(5)中，x相当于由a/d转换部20得到的温度检测数据dtd(a/d转换值)。由于还测量了相对于周围温度变化的温度检测数据dtd的变化，因此，通过上式(5)的多项式所表示的近似函数，能够将周围温度与振荡频率对应起来。温度补偿部58从存储部34读出系数a0～a5的信息，根据该系数a0～a5和温度检测数据dtd(＝x)进行上式(5)的运算处理，生成温度补偿数据tcode(温度补偿码)。由此，能够实现用于使振荡频率相对于周围温度的变化保持为恒定的温度补偿处理。

选择器62、63在选择端子s的输入信号的逻辑电平为“1”(有效)的情况下，选择“1”侧的端子的输入信号，并作为输出信号而输出。此外，在选择端子s的输入信号的逻辑电平为“0”(无效)的情况下，选择“0”侧的端子的输入信号，并作为输出信号而输出。

信号kfen是卡尔曼滤波处理的使能信号。卡尔曼滤波部54在信号kfen为逻辑电平“1”(以下，简记为“1”)的情况下执行卡尔曼滤波处理。信号plllock是在pll电路为锁定状态的情况下成为“1”的信号。信号holdover是在检测到保持模式的保持模式期间成为“1”的信号。

信号tcen是温度补偿处理的使能信号。以下，主要以信号tcen为“1”、且选择器63选择“1”侧的输入信号的情况为例进行说明。此外，信号kfen也是“1”。

在通常动作期间，由于信号holdover为逻辑电平“0”((以下，简记为“0”)，因此，选择器62选择“0”端子侧的频率控制数据dfci。而且，通过加法器65对该频率控制数据dfci加上温度补偿数据tcode，温度补偿处理后的频率控制数据dfcq被输出到后级的振荡信号生成电路140。

另一方面，在保持模式期间，信号holdover为“1”，选择器62选择“1”端子侧的ac(k)。ac(k)是老化校正后的频率控制数据。

图14是说明卡尔曼滤波部54的动作的真值表。在信号plllock、kfen都是“1”的情况下，卡尔曼滤波部54执行真值估计处理(卡尔曼滤波处理)。即，在通常动作期间内pll电路(内部或者外部的pll电路)处于锁定状态的情况下，持续进行作为观测值的频率控制数据dfci的真值估计处理。

而且，在成为保持模式的状态，解除pll电路的锁定，从而信号plllock为“0”的情况下，卡尔曼滤波部54保持上次的输出状态。例如在图13中，保存并持续输出保持模式的检出时刻(pll电路的锁定解除的时刻)下的值，作为估计为频率控制数据dfci的真值的后验估计值x^(k)和老化校正的校正值d’(k)。

老化校正部56在保持模式期间内，使用来自卡尔曼滤波部54的后验估计值x^(k)、校正值d’(k)进行老化校正。具体而言，保存保持模式的检出时刻的后验估计值x^(k)、校正值d’(k)，进行老化校正。

此外，在图13中，在卡尔曼滤波部54中输入去除了温度变动成分(广义上说是环境变动成分)和老化变动成分中的温度变动成分的频率控制数据dfci。卡尔曼滤波部54对去除了温度变动成分(环境变动成分)的频率控制数据dfci进行卡尔曼滤波处理，估计针对频率控制数据dfci的真值。即，求出后验估计值x^(k)。而且，老化校正部56根据估计出的真值即后验估计值x^(k)进行老化校正。更具体而言，根据来自卡尔曼滤波部54的后验估计值x^(k)和校正值d’(k)求出老化校正后的频率控制数据ac(k)。而且，老化校正后的频率控制数据即ac(k)经由选择器62输入到加法器65，加法器65进行对ac(k)加上温度补偿数据tcode(环境变动成分的补偿用数据)的处理。

例如，如图15的示意图所示，当温度变动时，如e1所示，频率控制数据也与其对应地变动。因此，当使用像e1那样伴随着温度变动而变动的频率控制数据来进行卡尔曼滤波处理时，保持模式检出时刻的真值也产生波动。

因此，在本实施方式中，取得去除了温度变动成分的频率控制数据，并输入到卡尔曼滤波部54。即，将去除了温度变动成分(环境变动成分)和老化变动成分中的温度变动成分的频率控制数据输入到卡尔曼滤波部54。即，输入图15的e2所示的频率控制数据。e2的频率控制数据为去除了温度变动成分而残留有老化变动成分的频率控制数据。

卡尔曼滤波部54通过对这样去除了温度变动成分而残留有老化变动成分的频率控制数据dfci进行卡尔曼滤波处理，求出被估计真值的后验估计值x^(k)、老化校正的校正值d’(k)。而且，将在保持模式的检出时刻估计出的真值即后验估计值x^(k)、校正值d’(k)保存到老化校正部56，用于执行老化校正。

例如通过加法器65进行加上温度补偿数据tcode的处理，频率控制数据dfcq成为被温度补偿后的频率控制数据。因此，输入频率控制数据dfcq的振荡信号生成电路140输出温度补偿后的振荡频率的振荡信号osck。因此，与该振荡信号生成电路140一起构成pll电路的内部频率控制数据生成部40或者外部频率控制数据生成部200将如图15的e2所示那样去除了温度变动成分的频率控制数据dfci供给到处理部50。而且，如图15的e2所示，在去除了该温度变动成分的频率控制数据dfci中残留有随着经过时间而变化的老化变动成分。因此，处理部50的卡尔曼滤波部54对残留有该老化变动成分的频率控制数据dfci进行卡尔曼滤波处理，如果老化校正部56根据卡尔曼滤波处理的结果进行老化校正，则能够实现高精度的老化校正。

另外，作为图13的变形例，可以不进行加法器65中的加上温度补偿数据tcode的处理，而进行用于去除频率控制数据dfci的温度变动成分(环境变动成分)的运算处理，并将运算处理后的频率控制数据dfci输入到卡尔曼滤波部54。例如省略图13的加法器65以及选择器63的结构，在卡尔曼滤波部54的前级设置从频率控制数据dfci中减去温度补偿数据tcode的减法器，将该减法器的输出输入到卡尔曼滤波部54。此外，在老化校正部56与选择器62之间设置将老化校正部56的输出与温度补偿数据tcode相加的加法器，将加法器的输出输入到选择器62的“1”侧的端子。通过这样的结构，也能够将去除了温度变动成分而仅残留有老化变动成分的频率控制数据dfci输入到卡尔曼滤波部54。

图16示出老化校正部56的详细结构例。由于在通常动作期间内，信号holdover为“0”，因此，选择器360、361选择“0”端子侧。由此，在通常动作期间内，由卡尔曼滤波部54运算出的后验估计值x^(k)、校正值d’(k)(滤波处理后的校正值)被分别保存到寄存器350、351。

当检测到保持模式，从而信号holdover为“1”时，选择器360、361选择“1”端子侧。由此，选择器361在保持模式期间中，持续输出在保持模式的检出时刻保存于寄存器351的校正值d’(k)。

而且，加法器340进行如下处理：按照各时间步，对在保持模式的检出时刻保存于寄存器350的后验估计值x^(k)依次加上保存于寄存器351并从选择器361输出的校正值d’(k)(校正值)。由此，实现了下式(6)所示的老化校正。

ac(k+1)＝ac(k)+d′(k)···(6)

即，进行如下处理来实现老化校正：对在图11的c2的时刻保存的真值即后验估计值x^(k)依次加上校正值d’(k)，该校正值d’(k)用于消除(补偿)由相当于c3的斜率的老化速率导致的频率变化。

7.卡尔曼滤波处理

接下来，对本实施方式的卡尔曼滤波处理的详情进行说明。卡尔曼滤波的模型的状态方程式、观测方程式如下式(7)、(8)那样表示。

x(k+1)＝a·x(k)+v(k)···(7)

y(k)＝c^t·x(k)+w(k)···(8)

k表示作为离散的时间的时间步。x(k)是时间步k(时刻k)的系统的状态，例如是n维的向量。a被称为系统矩阵。具体而言，a是n×n的矩阵，将不存在系统噪声的情况下的时间步k的系统的状态与时间步k+1的系统的状态关联起来。v(k)是系统噪声。y(k)是观测值，w(k)是观测噪声。c是观测系数向量(n维)，t表示转置矩阵。

在上式(7)、(8)的模型的卡尔曼滤波处理中，进行下式(9)～(13)的处理，估计真值。

p^-(k)＝a·p(k-1)·a^t+v(k)···(10)

p(k)＝(1-g(k)·c^t)·p^-(k)···(13)

x^(k)：后验估计值

x^^-(k)：先验估计值

p(k)：后验协方差

p^-(k)：先验协方差

g(k)：卡尔曼增益

上式(9)、(10)是时间更新(预测过程)的式子，上式(11)～(13)是观测更新(观测过程)的式子。作为离散的时间的时间步k每前进1个，则进行1次卡尔曼滤波处理的时间更新(式(9)、(10))以及观测更新(式(11)～(13))。

x^(k)、x^(k-1)是时间步k、k-1的卡尔曼滤波处理的后验估计值。x^^-(k)是得到观测值之前预测的先验估计值。p(k)是卡尔曼滤波处理的后验协方差，p-(k)是得到观测值之前预测的先验协方差。g(k)是卡尔曼增益。

在卡尔曼滤波处理中，在观测更新中，通过上式(11)求出卡尔曼增益g(k)。此外，根据观测值y(k)，通过上式(12)，更新后验估计值x^(k)。此外，通过上式(13)，更新误差的后验协方差p(k)。

此外，在卡尔曼滤波处理中，在时间更新中，如上式(9)所示，根据时间步k-1的后验估计值x^(k-1)和系统矩阵a，预测下一时间步k的先验估计值x^^-(k)。此外，如上式(10)所示，根据时间步k-1的后验协方差p(k-1)、系统矩阵a、系统噪声v(k)，预测下一时间步k的先验协方差p-(k)。

另外，当要执行上式(9)～(13)的卡尔曼滤波处理时，有时处理部50的处理负荷过大，导致电路装置的大规模化。例如为了求出上式(9)的x^^-(k)＝ax^(k-1)的a，需要扩展卡尔曼滤波处理。而且，扩展卡尔曼滤波处理的处理负荷非常重，当要通过能够进行扩展卡尔曼滤波处理的硬件来实现处理部50时，处理部50的电路面积容易变得非常大。因此，当对内置于振荡器的电路装置强烈要求小型化的状况下，是不恰当的。另一方面，当使用固定值的标量值作为系统矩阵a时，实现恰当的老化校正时的难易度提高。

因此，作为需要避免这样的状况时的解决手段，在本实施方式中，不通过上式(9)～(13)，而通过基于下式(14)～(19)的处理来实现卡尔曼滤波处理。即，处理部50(卡尔曼滤波部54)执行基于下式(14)～(19)的卡尔曼滤波处理。

p(k)＝(1-g(k))·p^-(k)···(18)

另外，在本实施方式中，作为真值的估计处理的对象的x(k)是频率控制数据，观测值y(k)也是频率控制数据，因此，c＝1。此外，由于a的标量值无限接近于1，因此，能够使用上式(15)来替代上式(10)。

如上所述，与采用扩展卡尔曼滤波处理来作为卡尔曼滤波处理的情况相比，在本实施方式的卡尔曼滤波处理中，如上式(14)所示，通过时间步k-1的后验估计值x^(k-1)与校正值d(k-1)的相加处理来求出时间k的先验估计值x^^-(k)。因此，不需要使用扩展卡尔曼滤波处理，在实现处理部50的处理负荷的减轻、电路规模的增加抑制等方面优异。

在本实施方式中，通过下述式子的变形导出上式(14)。

例如上式(20)能够如上式(21)那样变形。这里，由于上式(21)的(a-1)是非常小的数，因此，如上式(22)、(23)所示，能够采用将(a-1)·x^(k-1)置换为(a-1)·f0的近似。然后，将该(a-1)·f0置换为校正值d(k-1)。

而且如上式(19)所示，在从时间步k-1向时间步k的时间更新时，进行校正值d(k)＝d(k-1)+e·(y(k)-x^^-(k))＝d(k-1)+e·ek的更新处理。这里，ek＝y(k)-x^^-(k)被称为卡尔曼滤波处理中的观测残差。此外，e是常数。另外，也能够替代常数e，而实施使用卡尔曼增益g(k)的变形。即，可以是d(k)＝d(k-1)+g(k)·ek。

这样，在式(19)中，在设观测残差为ek、常数为e的情况下，通过d(k)＝d(k-1)+e·ek求出校正值d(k)。这样，能够进行反映了卡尔曼滤波处理中的观测残差ek的、校正值d(k)的更新处理。

如上所述，在本实施方式中，如上式(14)所示，处理部50在卡尔曼滤波处理的先验估计值的更新处理(时间更新)中，进行如下处理：通过上次的时刻的后验估计值x^(k-1)与校正值d(k-1)的相加处理，求出此次的时刻的先验估计值x^^-(k)。而且，根据卡尔曼滤波处理的结果，进行频率控制数据的老化校正。即，进行上次的时刻即时间步k-1的后验估计值x^(k-1)与校正值d(k-1)的相加处理，通过x^^-(k)＝x^(k-1)+d(k-1)求出此次的时刻即时间步k的先验估计值x^^-(k)。

而且，处理部50(老化校正部56)根据该卡尔曼滤波处理的结果(真值、校正值)来进行老化校正。即，在设时间步k的校正值为d(k)(或者d’(k))、时间步k的老化校正后的频率控制数据为ac(k)的情况下，通过ac(k+1)＝ac(k)+d(k)(或者ac(k)+d’(k))求出时间步k+1的老化校正后的频率控制数据ac(k+1)。

此外，处理部50如上式(19)所示那样根据上次的时刻的校正值d(k-1)和卡尔曼滤波处理中的观测残差ek，求出此次的时刻的校正值d(k)。例如，通过进行对上次的时刻的校正值d(k-1)加上基于观测残差的值即e·ek(或者g(k)·ek)的处理，求出此次的时刻的校正值d(k)。具体而言，根据上次的时刻即时间步k-1的校正值d(k-1)和卡尔曼滤波处理中的观测残差ek，求出此次的时刻即时间步k的校正值d(k)。例如，在设观测残差为ek、常数为e的情况下，通过d(k)＝d(k-1)+e·ek求出校正值d(k)。

例如在本实施方式中，如图15中说明的那样，取得温度变动成分信息等环境变动成分信息，并利用取得的环境变动成分信息，取得去除了环境变动成分和老化变动成分中的环境变动成分的频率控制数据。这里，环境变动成分信息可以是电源电压变动成分、气压变动成分或者重力变动成分等。然后，根据去除了环境变动成分的频率控制数据，进行老化校正。具体而言，设环境变动成分为温度。根据温度检测数据dtd，取得作为环境变动成分信息的温度变动成分信息，该温度检测数据dtd是通过来自用于取得环境变动成分信息的作为环境变动信息取得部的图10的温度传感器10的温度检测电压vtd而求出的。而且，使用取得的温度变动成分信息，取得去除了温度变动成分的频率控制数据。例如图10的温度补偿部58取得温度补偿数据tcode，通过加法器65进行温度补偿数据tcode的相加处理，由此，去除了温度变动成分的频率控制数据dfci从内部频率控制数据生成部40或外部频率控制数据生成部200输入，并由处理部50取得。即，如图15的e2所示，取得去除了温度变动成分而残留有老化变动成分的频率控制数据dfci，并输入到卡尔曼滤波部54。

另外，去除了环境变动成分的频率控制数据除了包含完全去除了环境变动成分的适当状态的频率控制数据之外，还包含在频率控制数据内存在能够忽略的程度的环境变动成分的状态的频率控制数据。

例如，能够通过检测环境变动成分信息的作为环境变动信息取得部的温度传感器、电压检测电路等取得温度变动成分信息或者电源电压变动成分信息等环境变动成分信息。另一方面，老化变动成分是随时间经过而变化的振荡频率的变动成分，难以通过传感器等直接检测该老化变动成分的信息。

因此，在本实施方式中，取得能够由传感器等检测的温度变动成分信息等环境变动成分信息，并利用该环境变动成分信息，取得去除了环境变动成分和老化变动成分中的环境变动成分的频率控制数据。即，通过进行从频率控制数据的变动成分中去除环境变动成分的处理(例如加法器65的加法处理)，能够如图15的e2所示那样，取得仅残留有老化变动成分的频率控制数据。然后，如果根据残留有老化变动成分的频率控制数据进行卡尔曼滤波处理等，则能够估计针对频率控制数据的真值。而且，如果根据这样估计出的真值来进行老化校正，则能够实现在现有例中无法实现的高精度的老化校正。

这样，在本实施方式中，在卡尔曼滤波部54中输入去除了温度变动成分(环境变动成分)、而残留有老化变动成分的频率控制数据dfci。而且如图6、图11所示，如果限定期间，则在该期间内，能够假设振荡频率以恒定的老化速率变化。能够假设例如以图11的c3所示的恒定的斜率变化。

在本实施方式中，通过d(k)＝d(k-1)+e·ek的式子，求出了用于补偿(消除)由这样的老化变动成分导致的恒定的老化速率下的频率变化的校正值。即，求出了用于补偿由相当于图11的c3的斜率的老化速率导致的频率变化的校正值d(k)。这里，老化速率不是恒定的，而是如图6、图11所示，随着经过时间而变化。

对此，在本实施方式中，如d(k)＝d(k-1)+e·ek那样，根据卡尔曼滤波处理的观测残差ek＝y(k)-x^^-(k)，进行与老化速率对应的校正值d(k)的更新处理。因此，能够实现还反映了与经过时间对应的老化速率的变化的、校正值d(k)的更新处理。因此，能够实现更高精度的老化校正。

8.温度传感器、振荡电路

图17示出温度传感器10的结构例。图17的温度传感器10具有电流源ist、以及集电极被提供来自电流源ist的电流的双极晶体管trt。双极晶体管trt成为其集电极与基极被连接的二极管连接，向双极晶体管trt的集电极的节点输出具有温度特性的温度检测电压vtdi。温度检测电压vtdi的温度特性是由于双极晶体管trt的基极-发射极间电压的温度依赖性而产生的。该温度传感器10的温度检测电压vtdi例如具有负的温度特性(具有负的梯度的1次温度特性)。

图18示出振荡电路150的结构例。该振荡电路150具有电流源ibx、双极晶体管trx、电阻rx、可变电容式电容器cx1、电容器cx2、cx3。

电流源ibx向双极晶体管trx的集电极提供偏置电流。电阻rx设置于双极晶体管trx的集电极与基极之间。

电容可变的可变电容式电容器cx1的一端与振子xtal的一端连接。具体而言，可变电容式电容器cx1的一端经由电路装置的第1振子用端子(振子用焊盘)而连接于振子xtal的一端。电容器cx2的一端与振子xtal的另一端连接。具体而言，电容器cx2的一端经由电路装置的第2振子用端子(振子用焊盘)而连接于振子xtal的另一端。电容器cx3的一端与振子xtal的一端连接，另一端与双极晶体管trx的集电极连接。

双极晶体管trx内流过通过振子xtal的振荡而产生的基极-发射极间电流。并且，当基极-发射极间电流增大时，双极晶体管trx的集电极-发射极间电流增大，从电流源ibx向电阻rx分支的偏置电流减小，因此，集电极电压vcx降低。另一方面，当双极晶体管trx的基极-发射极间电流减小时，集电极-发射极间电流减小，从电流源ibx向电阻rx分支的偏置电流增大，因此，集电极电压vcx上升。该集电极电压vcx经由电容器cx3而反馈给振子xtal。

振子xtal的振荡频率具有温度特性，该温度特性通过d/a转换部80的输出电压vq(频率控制电压)进行补偿。即，输出电压vq被输入到可变电容式电容器cx1，并且利用输出电压vq对可变电容式电容器cx1的电容值进行控制。在可变电容式电容器cx1的电容值发生变化时，振荡环路的谐振频率会发生变化，因此振子xtal的温度特性造成的振荡频率的变动得到补偿。可变电容式电容器cx1可由例如可变电容二极管(varactor：变容二极管)等实现。

另外，本实施方式的振荡电路150不限于图18的结构，可实施各种变形。例如在图18中以cx1为可变电容式电容器的情况为例进行了说明，但是，也可以将cx2或者cx3设为利用输出电压vq控制的可变电容式电容器。此外，也可以将cx1～cx3中的多个设为利用输出电压vq控制的可变电容式电容器。

此外，振荡电路150可以不用包含用于使振子xtal振荡的全部电路要素。例如，也可以采用如下结构：由设置于电路装置500的外部的分立式部件构成一部分的电路要素，并经由外部连接端子与振荡电路150连接。

9.变形例

接着，说明本实施方式的各种变形例。图19、图20示出本实施方式的变形例的电路装置的结构例。

在图19中，与图1～图3、图7、图10不同，在振荡信号生成电路140中未设置d/a转换部80。并且，由振荡信号生成电路140生成的振荡信号osck的振荡频率根据来自处理部50的频率控制数据dfcq而被直接控制。即，不经由d/a转换部地控制振荡信号osck的振荡频率。

例如在图19中，振荡信号生成电路140具有可变电容电路142和振荡电路150。在该振荡信号生成电路140中未设置图1～图3、图7、图10的d/a转换部80。并且，取代图18的可变电容式电容器cx1而设置该可变电容电路142，可变电容电路142的一端与振子xtal的一端连接。

该可变电容电路142的电容值根据来自处理部50的频率控制数据dfcq而被控制。例如，可变电容电路142具有多个电容器(电容器阵列)、根据频率控制数据dfcq控制各开关元件的接通及断开的多个开关元件(开关阵列)。这多个开关元件的各开关元件与多个电容器的各电容器电连接。并且，通过接通或断开这多个开关元件，多个电容器中的、一端与振子xtal的一端连接的电容器的个数发生变化。由此，可变电容电路142的电容值被控制，振子xtal的一端的电容值发生变化。因此，可利用频率控制数据dfcq直接控制可变电容电路142的电容值，控制振荡信号osck的振荡频率。

此外，在使用本实施方式的电路装置构成pll电路的情况下，也能够成为直接数字合成器方式的pll电路。图20示出直接数字合成器方式的情况下的电路结构例。

相位比较部380(比较运算部)进行基准信号rfck与振荡信号osck(基于振荡信号的输入信号)的相位比较(比较运算)。数字滤波部382进行相位误差的平滑化处理。相位比较部380的结构、动作与图10的内部相位比较部41相同，能够包含计数器和tdc(时间数字转换器)。数字滤波部382相当于图10的数字滤波部44。数值控制型振荡器384是使用来自具有振子xtal的基准振荡器386的基准振荡信号，对任意的频率和波形进行数字合成的电路。即，不是像vco那样根据来自d/a转换器的控制电压来控制振荡频率，而是使用数字的频率控制数据和基准振荡器386(振子xtal)，通过数字运算处理生成任意的振荡频率的振荡信号osck。

10.振荡器、电子设备、移动体

图21示出包含本实施方式的电路装置500的振荡器400的结构例。如图21所示，振荡器400包含振子420和电路装置500。振子420和电路装置500安装于振荡器400的封装410内。并且，振子420的端子和电路装置500(ic)的端子(焊盘)利用封装410的内部布线而电连接。

图22示出包含本实施方式的电路装置500的电子设备的结构例。该电子设备包含本实施方式的电路装置500、石英振子等振子420、天线ant、通信部510和处理部520。另外，还可以包含操作部530、显示部540和存储部550。由振子420和电路装置500构成振荡器400。此外，电子设备不限于图22的结构，可以实施省略其中一部分的结构要素、或追加其他结构要素等各种变形。

作为图22的电子设备，例如能够假设基站或者路由器等网络相关设备、高精度的测量设备、gps内置时钟、活体信息测量设备(脉搏计、步数计等)或者头部佩戴式显示装置等可佩戴设备、智能手机、移动电话、便携式游戏装置、笔记本pc或者平板pc等便携信息终端(移动终端)、发布内容的内容提供终端、数字照相机或者摄像机等影像设备等各种设备。

通信部510(无线电路)进行经由天线ant而从外部接收数据、或向外部发送数据的处理。处理部520进行电子设备的控制处理、以及对经由通信部510而收发的数据的各种数字处理等。该处理部520的功能例如可通过微型计算机等处理器而实现。

操作部530用于供用户进行输入操作，可通过操作按钮、触摸面板显示器等来实现。显示部540用于显示各种信息，可通过液晶、有机el等的显示器来实现。另外，在使用触摸面板显示器来作为操作部530的情况下，该触摸面板显示器兼具操作部530以及显示部540的功能。存储部550用于存储数据，其功能可通过ram、rom等半导体存储器或hdd(硬盘驱动器)等实现。

图23示出包含本实施方式的电路装置的移动体的例子。本实施方式的电路装置(振荡器)例如可以组装到车辆、飞机、摩托车、自行车或者船舶等各种移动体中。移动体例如是具有发动机或马达等驱动机构、方向盘或舵等转向机构以及各种电子设备(车载设备)，且在陆地上、空中或海上移动的设备或装置。图23概要性示出作为移动体的具体例的汽车206。汽车206中组装了具有本实施方式的电路装置和振子的振荡器(未图示)。控制装置208根据由该振荡器生成的时钟信号而进行动作。控制装置208按照例如车体207的姿态对悬架的软硬度进行控制，或者对各个车轮209的制动进行控制。例如可以利用控制装置208实现汽车206的自动运转。此外，组装有本实施方式的电路装置或振荡器的设备不限于这种控制装置208，也可以组装在汽车206等移动体所设置的各种设备(车载设备)中。

图24是振荡器400的详细结构例。图24的振荡器400是双恒温槽结构(广义上说是恒温槽结构)的振荡器。

封装410由基板411和壳体412构成。在基板411上搭载有未图示的各种电子部件。在壳体412的内部设有第2容器414，在第2容器414的内部设有第1容器413。并且，在第1容器413的上表面的内侧面(下侧面)安装有振子420。此外，在第1容器413的上表面的外侧面(上侧面)安装有本实施方式的电路装置500、加热器450和温度传感器460。能够通过加热器450(发热元件)，调整例如第2容器414的内部的温度。并且，能够通过温度传感器460，检测例如第2容器414的内部的温度。

第2容器414设置在基板416上。基板416是能够搭载各种电子部件的电路基板。在基板416中的、设置有第2容器414的面的反面安装有加热器452和温度传感器462。能够通过例如加热器452(发热元件)，调整壳体412和第2容器414之间的空间的温度。并且，能够通过温度传感器462，检测壳体412和第2容器414之间的空间的温度。

作为加热器450、452的发热元件，例如，能够使用发热功率双极晶体管、发热式加热器mos晶体管、发热电阻体、珀尔帖元件等。这些加热器450、452的发热的控制例如能够通过电路装置500的恒温槽控制电路来实现。作为温度传感器460、462，例如能够使用热敏电阻、二极管等。

在图24中，由于能够通过双恒温槽结构的恒温槽实现振子420等的温度调整，因此，实现了振子420的振荡频率的稳定化等。

图25是作为电子设备之一的基站(基站装置)的结构例。物理层电路600进行经由网络的通信处理中的物理层的处理。网络处理器602进行比物理层靠上位层的处理(链路层等)。开关部604进行通信处理的各种切换处理。dsp606进行通信处理所需的各种数字信号处理。rf电路608包含：由低噪声放大器(lna)构成的接收电路；由功率放大器构成的发送电路；d/a转换器以及a/d转换器等。

选择器612将来自gps610的基准信号rfck1、来自物理层电路600的基准信号rfck2(来自网络的时钟信号)中的任意一个作为基准信号rfck而输出到本实施方式的电路装置500。电路装置500进行使振荡信号(基于振荡信号的输入信号)与基准信号rfck同步的处理。而且生成频率不同的各种时钟信号ck1、ck2、ck3、ck4、ck5，并供给到物理层电路600、网络处理器602、开关部604、dsp606、rf电路608。

根据本实施方式的电路装置500，在图25所示的基站中，能够使振荡信号与基准信号rfck同步，将根据该振荡信号而生成的频率稳定度高的时钟信号ck1～ck5供给到基站的各电路。

另外，如上所述对本实施方式进行了详细说明，而对本领域普通技术人员而言，应能容易理解未实际脱离本发明的新事项和效果的多种变形。因此，这样的变形例全部包含在本发明的范围内。例如，在说明书或者附图中，至少一次与更加广义或者同义的不同用语一同描述的用语在说明书或者附图的任意部分都可以置换为该不同用语。另外，本实施方式和变形例的所有组合也包含于本发明的范围内。此外，内部频率控制数据生成部、外部频率控制数据生成部、检测电路、处理部、电路装置、振荡器、电子设备、移动体的结构/动作等也不限于本实施方式中说明的内容，可实施各种变形。