电路装置、振荡器、电子设备以及移动体的制作方法

本发明涉及电路装置、振荡器、电子设备以及移动体。

背景技术：

一直以来，公知有ocxo(ovencontrolledcrystaloscillator：恒温晶体振荡器)、tcxo(temperaturecompensatedcrystaloscillator：温度补偿晶体振荡器)等振荡器。例如ocxo作为基站、网络路由器、测量设备等中的基准信号源而被使用。

在这样的ocxo、tcxo等振荡器中，期望较高的频率稳定度。但是，存在以下问题：在振荡器的振荡频率中存在称为老化的随时间的变化，振荡频率随时间经过而变动。例如，作为抑制不能接收gps信号等基准信号、已成为所谓的保持模式(hold-over)状态的情况下的振荡频率的变动的现有技术，存在日本特开2015-82815号公报中公开的技术。在该现有技术中，设置存储部以及经过时间测量部，该存储部对振荡频率的控制电压的校正值与经过时间的对应关系信息(老化特性数据)进行存储。而且，在检测到保持模式的情况下，根据在存储部中存储的校正值与经过时间的对应关系信息、和由经过时间测量部测量的经过时间来执行老化校正。

在该情况下，由于对应关系信息是使振荡器长时间动作并测量老化特性所得的信息，所以无法获得批量生产出的全部振荡器的每一个的对应关系信息。因此，使用作为样本而准备的振荡器来获得对应关系信息，重复使用该信息作为其他振荡器的对应关系信息。

但是，在振荡器的个体间的振荡频率的老化变动的特性中，存在由构成振荡器的部件的性能、部件和振荡器的安装状态、或者振荡器的使用环境等个体偏差(以下，称为元件偏差)而引起的差异，在上述现有技术中，难以减少由于该元件偏差引起的频率变动。

根据本发明的几个方式，可提供一种能够实现更高精度的老化校正的电路装置、振荡器、电子设备以及移动体等。

技术实现要素：

本发明的一个方式涉及电路装置，该电路装置包含：处理部，其对基于输入信号和基准信号的相位比较结果的频率控制数据进行信号处理，其中，所述输入信号基于振荡信号；以及振荡信号生成电路，其使用振子和来自所述处理部的所述频率控制数据，生成通过所述频率控制数据设定的振荡频率的振荡信号，所述处理部在检测到由所述基准信号的消失或者异常引起的保持模式之前的期间内，进行如下处理：通过卡尔曼滤波处理，估计针对基于所述相位比较结果的所述频率控制数据的观测值的真值，所述处理部在检测到所述保持模式的情况下，保存与检测到所述保持模式的时刻对应的时刻的所述真值，并进行基于所述真值的运算处理，由此生成老化校正后的所述频率控制数据。

根据本发明的一个方式，处理部对基于输入信号和基准信号的相位比较结果的频率控制数据进行信号处理。而且，使用振子和来自处理部的频率控制数据，生成通过频率控制数据设定的振荡频率的振荡信号。并且，在本发明的一个方式中，在检测到保持模式之前的期间内，通过卡尔曼滤波处理来估计针对频率控制数据的观测值的真值。并且，在检测到保持模式后，保存与检测到保持模式的时刻对应的时刻下的真值，并进行基于所保存的真值的运算处理，由此生成老化校正后的频率控制数据。由此，能够根据通过卡尔曼滤波处理估计出、且在与检测到保持模式的时刻对应的时刻下保存的真值，实现老化校正。因此，能够实现以往无法实现的高精度的老化校正。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，通过进行对所述真值加上校正值的所述运算处理，生成老化校正后的所述频率控制数据。

由此，通过进行对在与保持模式的检出时刻对应的时刻下保存的真值加上例如补偿由老化速率导致的频率变化的校正值的运算处理，实现了老化校正。因此，能够通过简单的处理实现高精度的老化校正。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，在设时间步k的所述校正值为d(k)、所述时间步k的老化校正后的所述频率控制数据为ac(k)的情况下，所述处理部通过ac(k+1)＝ac(k)+d(k)求出时间步k+1的老化校正后的所述频率控制数据ac(k+1)。

由此，通过按照每个时间步进行ac(k+1)＝ac(k)+d(k)的处理，能够通过简单的处理实现高精度的老化校正。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述处理部进行对所述真值加上滤波处理后的所述校正值的所述运算处理。

由此，能够有效地抑制如下情况：由于将具有变动的波动的校正值与真值相加而导致老化校正的精度下降。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述处理部根据所述卡尔曼滤波处理中的观测残差，求出所述校正值。

由此，能够进行反映了卡尔曼滤波处理中的观测残差的校正值的更新处理，能够实现更高精度的老化校正。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，包含存储部，该存储部存储所述卡尔曼滤波处理的系统噪声的设定用的系统噪声常数、和所述卡尔曼滤波处理的观测噪声的设定用的观测噪声常数。

由此，能够实现减少了系统噪声和观测噪声的元件偏差的影响的老化校正。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，所述处理部根据输入所述保持模式的检测信号的输入端子的电压、或者经由数字接口部输入的所述保持模式的检测信息，判定是否成为所述保持模式的状态。

由此，能够根据输入端子的电压或者经由数字接口部输入的检测信息，通过简单的处理来判断是否成为了保持模式的状态。

此外，在本发明的一个方式中，可以是，在从所述保持模式恢复的情况下，所述振荡信号生成电路根据基于所述相位比较结果的所述频率控制数据，生成所述振荡信号。

由此，在从保持模式恢复并转移到例如通常动作的情况下，能够根据基于相位比较结果的频率控制数据，生成适当的振荡频率的振荡信号。

此外，另外，本发明的其他方式涉及振荡器，该振荡器包含：上述任意一项所述的电路装置；以及所述振子。

此外，另外，本发明的其他方式涉及电子设备，该电子设备包含上述任意一项所述的电路装置。

另外，本发明的其他方式涉及移动体，该移动体包含上述任意一项所述的电路装置。

附图说明

图1是针对老化特性的元件偏差的说明图。

图2是针对保持模式时的老化校正的说明图。

图3是针对保持模式的说明图。

图4是针对保持模式的说明图。

图5是针对保持模式时间的说明图。

图6是本实施方式的电路装置的基本结构例。

图7是本实施方式的电路装置的详细结构例。

图8是使用了卡尔曼滤波处理的老化校正的说明图。

图9是使用了卡尔曼滤波处理的老化校正的说明图。

图10是处理部的详细结构例。

图11是温度补偿处理的说明图。

图12是温度补偿处理的说明图。

图13是温度补偿处理的说明图。

图14是处理部的动作说明图。

图15是处理部的动作说明图。

图16是老化校正部的结构例。

图17是卡尔曼滤波的模型例。

图18是卡尔曼滤波部的结构例。

图19是示出本实施方式的预测频率偏差和实测频率偏差的例子的图。

图20是温度传感器的结构例。

图21是振荡电路的结构例。

图22是本实施方式的变形例的说明图。

图23是本实施方式的变形例的说明图。

图24是振荡器的结构例。

图25是电子设备的结构例。

图26是移动体的结构例。

图27是振荡器的详细结构例。

图28是作为电子设备之一的基站的结构例。

具体实施方式

以下，针对本发明的优选实施方式详细地进行说明。此外，以下说明的本实施方式并非对权利要求书中记载的本发明的内容进行不当限定，在本实施方式中说明的所有结构并非都必须是本发明的解决手段。

1.由老化导致的振荡频率变动

在ocxo、tcxo等振荡器中，由于称为老化的随时间的变化，振荡频率变动。图1的a1～a5是关于出货批号相同或者不同的多个振荡器的老化特性的测量结果的一例。如图1的a1～a5所示，在老化变动的方式中存在伴随着元件偏差的差异。

由老化导致的振荡频率的变动的原因被认为是在气密密封容器内产生的粉尘向振子的脱落和附着、基于某些逸出气体的环境变化、或者在振荡器中使用的粘接剂的随时间的变化。

作为用于抑制这样的由老化导致的振荡频率的变动的对策，存在如下方法：在出货前实施使振荡器工作一定期间的初始老化，使振荡频率初始变动之后再出货。但是，对于要求高频率稳定度的用途，仅采取这样的初始老化的对策是不够的，期望补偿由老化导致的振荡频率的变动的老化校正。

除此以外，在将振荡器用作基站的基准信号源的情况下，存在所谓的保持模式的问题。例如在基站中，通过使用pll电路将振荡器的振荡信号(输出信号)与来自gps或网络的基准信号同步，抑制频率变动。但是，当产生来自gps或网络(互联网)的基准信号成为消失或者异常的保持模式时，无法得到用于同步的基准信号。如果以gps为例，则在由于gps天线的设置位置或设置方向而未能接收定位信号、由于干扰波而未能准确地接收到定位信号、或者未从定位用卫星发送来定位信号的情况下，产生保持模式，无法执行使用了基准信号的同步处理。

当产生这样的保持模式时，由振荡器的自激振荡而产生的振荡信号成为基站的基准信号源。因此，要求如下的保持模式性能：在从保持模式的产生时刻到从保持模式恢复的时刻(解除时刻)为止的保持模式期间，抑制由振荡器的自激振荡导致的振荡频率的变动。

但是，如上述那样，由于振荡器的振荡频率存在由老化导致的无法忽略的程度的变动，因此，由于此而存在难以实现高的保持模式性能的课题。例如在24小时等保持模式期间内，在规定了容许的频率偏差(δf/f)的情况下，如果存在由老化导致的振荡频率的大的变动，则无法满足该容许频率偏差的规定。

例如作为基站与通信终端的通信方式，提出了fdd(frequencydivisionduplex：频分双工)、tdd(timedivisionduplex：时分双工)等各种方式。而且，在tdd方式中，上行和下行使用相同的频率按照时分方式收发数据，在分配给各设备的时隙之间设定有保护时间。因此，为了实现适当的通信，需要在各设备中进行时刻同步，要求有准确的绝对时刻的计时。即，为了提供移动电话、地面数字广播等在大范围区域内通信的无线通信系统，需要设置多个基站，当计时时刻在这些基站之间发生偏差时，无法实现适当的通信。但是，在产生了来自gps或网络的基准信号消失或者异常的保持模式的情况下，在振荡器侧需要在没有基准信号的状态下对绝对时刻进行计时，如果该计时时刻发生偏差，则通信失败。因此，对于在基站等中使用的振荡器，在保持模式期间也要求非常高的频率稳定度。因此，对于补偿由老化导致的频率变动的老化校正，也要求高精度的校正。

图2是说明保持模式时的老化校正的图。频率控制数据生成部40进行基于振荡信号的输入信号(输入时钟信号)、和来自gps或网络的基准信号(基准时钟信号)的相位比较(比较运算)，生成频率控制数据。在通常动作时，选择器48将来自频率控制数据生成部40的频率控制数据输出到振荡信号生成电路140。振荡信号生成电路140的d/a转换部80将该频率控制数据转换为频率控制电压，输出到振荡电路150。振荡电路150使振子xtal以与该频率控制电压对应的振荡频率进行振荡，生成振荡信号。由频率控制数据生成部40和振荡信号生成电路140形成了pll电路的环路，能够使基于振荡信号的输入信号和基准信号同步。

检测电路47进行基准信号的检测动作，检测基准信号消失或异常的保持模式。在检测到保持模式后，老化校正部56进行用于对保存于寄存器49中的频率控制数据补偿由老化导致的频率变动的老化校正。并且，振荡信号生成电路140使振子xtal按照与该老化校正后的频率控制数据对应的振荡频率进行振荡，生成振荡信号。由此，能够供给自激振荡中的振荡信号，作为基站等电子设备的基准信号源。

图3的b1表示产生了保持模式的情况下的理想的振荡频率的老化的特性。另一方面，b2(虚线)表示由于老化而导致振荡频率变动的特性。b3是由老化导致的振荡频率的变动幅度。此外，图4的b4表示产生了保持模式的情况下的用于接近b1的特性的频率控制电压的推移。另一方面，b5(虚线)表示从产生了基准信号消失或者异常的时刻起频率控制电压为恒定的状态。

为了进行使图3的b2所示的特性与b1所示的理想的特性接近的校正，进行老化校正。例如，如果通过老化校正，而如图4的b4所示那样使频率控制电压变化，则能够进行使图3的b2所示的特性接近b1所示的理想的特性的校正，例如，如果提高校正精度，则能够将b2所示的特性校正为b1所示的理想的特性。另一方面，在如图4的b5所示那样未进行老化校正的情况下，如图3的b2所示那样，在保持模式期间，振荡频率变动，例如，如果对保持模式性能的要求规格是图3所示的b1，则无法满足该要求。

例如表示保持模式期间的基于振荡频率的变动的时间的偏移量(总量)的保持模式时间θtot能够如下式(1)那样表示。

这里，t1表示由保持模式导致的老化的经过时间。f0是标称振荡频率，δf/f0是频率偏差。在上式(1)中，t1×f0表示总时钟数，(δf/f0)×(1/f0)表示1时钟内的时刻的偏移量。而且，频率偏差δf/f0能够使用保持模式时间θtot和经过时间t1，如上式(2)那样表示。

如图5的b6所示，假设频率偏差δf/f0相对于经过时间呈1次函数地以恒定的斜率变化。在该情况下，如图5的b7所示，随着经过时间t1变长，保持模式时间θtot呈2次函数地变长。

例如，在tdd方式的情况下，为了防止设定了保护时间的时隙重叠，要求保持模式时间为例如θtot＜1.5μs。因此，由上式(2)可知，作为振荡器所容许的频率偏差δf/f0，要求非常小的值。特别地，经过时间t1越长，该容许频率偏差要求越小的值。例如，在作为从保持模式的产生时刻起、到利用维护作业从保持模式恢复的时刻为止的时间而假设的时间为例如t1＝24小时的情况下，作为容许频率偏差，要求非常小的值。而且，由于在频率偏差δf/f0中包含例如温度依赖的频率偏差和由老化导致的频率偏差，因此，为了满足上述要求，需要非常高精度的老化校正。

2.电路装置的结构

图6示出本实施方式的电路装置的基本电路结构。如图6所示，本实施方式的电路装置包含处理部50和振荡信号生成电路140。此外，还能够包含频率控制数据生成部40(广义上是说相位比较部)。另外，本实施方式的电路装置的结构不限于图6的结构，能够实施省略其一部分结构要素(例如频率控制数据生成部)、或追加其他结构要素等各种变形。

处理部50进行各种信号处理。例如对频率控制数据dfci(频率控制码)进行信号处理。具体而言，处理部50(数字信号处理部)进行例如老化校正处理、卡尔曼滤波处理，并根据需要进行温度补偿处理等信号处理(数字信号处理)。并且，输出信号处理后的频率控制数据dfcq。处理部50能够包含：保持模式处理部52(保持模式处理的电路或程序模块)、卡尔曼滤波部54(卡尔曼滤波处理的电路或程序模块)和老化校正部56(老化校正处理的电路或程序模块)。该处理部50可以由门阵列等asic电路实现，也可以由处理器(dsp、cpu)和在处理器上工作的程序(程序模块)来实现。

振子xtal例如是at切类型、或sc切类型等厚度剪切振动类型的石英振子等或弯曲振动类型等的压电振子。作为一例，振子xtal是设置于恒温槽型振荡器(ocxo)的恒温槽内的类型，但是不限于此，可以是不具有恒温槽的类型的tcxo用的振子。振子xtal也可以是谐振器(机电的谐振器或者电气式的谐振电路)。另外，作为振子xtal，能够采用saw(surfaceacousticwave：表面声波)谐振器、作为硅制振子的mems(microelectromechanicalsystems：微电子机械系统)振子等作为压电振子。作为振子xtal的基板材料，可使用石英、钽酸锂、铌酸锂等压电单晶体、锆钛酸铅等压电陶瓷等压电材料或硅半导体材料等。作为振子xtal的激励手段，既可以使用基于压电效应的手段，也可以使用基于库仑力的静电驱动。

振荡信号生成电路140生成振荡信号osck。例如，振荡信号生成电路140使用来自处理部50的频率控制数据dfcq(信号处理后的频率控制数据)和振子xtal，生成通过频率控制数据dfcq设定的振荡频率的振荡信号osck。作为一例，振荡信号生成电路140使振子xtal按照通过频率控制数据dfcq设定的振荡频率进行振荡，生成振荡信号osck。

另外，振荡信号生成电路140可以是以直接数字合成器方式生成振荡信号osck的电路。例如也可以将振子xtal(固定振荡频率的振荡源)的振荡信号作为参考信号，以数字方式生成通过频率控制数据dfcq设定的振荡频率的振荡信号osck。

振荡信号生成电路140可包含d/a转换部80和振荡电路150。但是，振荡信号生成电路140不限于这样的结构，能够实施省略其中一部分结构要素、或追加其他结构要素等各种变形。

d/a转换部80进行来自处理部50的频率控制数据dfcq(处理部的输出数据)的d/a转换。被输入到d/a转换部80的频率控制数据dfcq是处理部50的信号处理后(例如老化校正、温度补偿、或者卡尔曼滤波的处理后)的频率控制数据(频率控制码)。作为d/a转换部80的d/a转换方式，例如可采用电阻串型(电阻分割型)。但是，d/a转换方式不限于此，也可采用电阻梯型(r-2r梯型等)、电容阵列型或者脉宽调制型等各种方式。此外，d/a转换部80除了d/a转换器以外，还可以包含其控制电路、调制电路(抖动调制或者pwm调制等)、滤波电路等。

振荡电路150使用d/a转换部80的输出电压vq和振子xtal，生成振荡信号osck。振荡电路150经由第1、第2振子用端子(振子用焊盘)而连接于振子xtal。例如，振荡电路150通过使振子xtal(压电振子、谐振器等)振荡而生成振荡信号osck。具体而言，振荡电路150使振子xtal以将d/a转换部80的输出电压vq作为频率控制电压(振荡控制电压)的振荡频率进行振荡。例如，在振荡电路150是利用电压控制对振子xtal的振荡进行控制的电路(vco)的情况下，振荡电路150可以包含电容值根据频率控制电压而变化的可变电容式电容器(变容二极管等)。

另外，如上所述，振荡电路150可以通过直接数字合成器方式而实现，在该情况下，振子xtal的振荡频率成为参考频率，成为不同于振荡信号osck的振荡频率的频率。

频率控制数据生成部40生成频率控制数据dfci。例如将基于振荡信号osck的输入信号与基准信号rfck进行比较，生成频率控制数据dfci。所生成的频率控制数据dfci被输入到处理部50。这里，基于振荡信号osck的输入信号可以是振荡信号osck本身，也可以是由振荡信号osck生成的信号(例如分频后的信号)。以下，主要以输入信号是振荡信号osck本身的情况为例进行说明。

频率控制数据生成部40包含相位比较部41和数字滤波部44。相位比较部41(比较运算部)是进行作为输入信号的振荡信号osck与基准信号rfck的相位比较(比较运算)的电路，包含计数器42、tdc43(时间数字转换器)。

计数器42生成数字数据，该数字数据与用基准信号rfck的基准频率(例如1hz)除以振荡信号osck的振荡频率而得的结果的整数部对应。tdc43生成与该除法结果的小数部对应的数字数据。tdc43例如包含：多个延迟元件；多个锁存电路，它们在基准信号rfck的边缘(高)定时将由多个延迟元件输出的多个延迟时钟信号锁存；以及电路，其通过进行多个锁存电路的输出信号的编码，生成与除法结果的小数部对应的数字数据。而且，相位比较部41将来自计数器42的与整数部对应的数字数据和来自tdc43的与小数部对应的数字数据相加，检测与设定频率之间的相位误差。而且，数字滤波部44通过进行相位误差的平滑化处理，生成频率控制数据dfci。例如在设振荡信号osck的频率为fos、基准信号rfck的频率为frf、与设定频率对应的分频数(分频比)为fcw的情况下，以使fos＝fcw×frf的关系成立的方式生成频率控制数据dfci。或者，计数器42可以对振荡信号osck的时钟数进行计数。即，计数器42通过基于振荡信号osck的输入信号进行计数动作。并且，相位比较部41可以通过整数，将基准信号rfck的n个周期(n是可设定为2以上的整数)中的计数器42的计数值、和计数值的期望值(n×fcw)进行比较。从相位比较部41输出例如期望值和计数器42的计数值的差分，作为相位误差数据。

另外，频率控制数据生成部40的结构不限于图6所示的结构，能够实施各种变形。例如可以由模拟电路的相位比较器构成相位比较部41、或者由模拟电路的滤波部(环路滤波器)构成数字滤波部44。此外，处理部50可以进行数字滤波部44的处理(相位误差数据的平滑化处理)。例如处理部50与其他处理(保持模式处理、卡尔曼滤波处理等)时分地进行数字滤波部44的处理。例如，由处理部50进行针对相位比较部41的相位比较结果(相位误差数据)的滤波处理(平滑化处理)。

此外，在图6中，电路装置是内置有频率控制数据生成部40的结构，但是频率控制数据生成部也可以是设置于电路装置的外部的电路。在该情况下，在后述的图7中，只要从设置于外部的频率控制数据生成部经由数字i/f部30将频率控制数据dfci输入到处理部50即可。

这样，在本实施方式中，处理部50(处理器)进行针对基于输入信号和基准信号rfck的相位比较结果的频率控制数据dfci的信号处理，该输入信号基于振荡信号osck。即，处理部50针对基于相位比较部41中的相位比较结果的频率控制数据dfci进行信号处理。例如，在处理部50中输入来自频率控制数据生成部40的频率控制数据dfci，该频率控制数据生成部40将基于振荡信号osck的输入信号与基准信号rfck相比较而生成频率控制数据dfci。处理部50可以输入相位比较部41的相位比较结果，进行针对相位比较结果的滤波处理(数字滤波部44的处理)。并且，处理部50(处理器)在检测到由基准信号的消失或者异常引起的保持模式之前的期间内，进行如下处理：通过卡尔曼滤波处理估计针对基于相位比较结果的频率控制数据dfci的观测值的真值。该真值是通过卡尔曼滤波处理估计出的真值，不限于真正的真值。卡尔曼滤波处理由卡尔曼滤波部54执行。此外，基于保持模式检出的控制处理由保持模式处理部52执行。

而且，处理部50(处理器)在检测到保持模式的情况下，保存与保持模式的检出时刻对应的时刻的真值。保存该真值的时刻可以是保持模式的检出时刻本身，也可以是该时刻之前的时刻等。而且，处理部50通过进行基于所保存的真值的运算处理，生成被老化校正后的频率控制数据dfcq。生成的频率控制数据dfcq被输出到振荡信号生成电路140。该老化校正后的频率控制数据dfcq的生成处理通过老化校正部56来执行。

例如在通常动作期间内，处理部50对基于相位比较结果的频率控制数据dfci进行例如温度补偿处理等信号处理，并将信号处理后的频率控制数据dfcq输出到振荡信号生成电路140。振荡信号生成电路140使用来自处理部50的频率控制数据dfcq和振子xtal，生成振荡信号osck，并输出到频率控制数据生成部40(相位比较部41)。由此，形成了基于频率控制数据生成部40(相位比较部41)、振荡信号生成电路140等的pll电路的环路，从而能够生成与基准信号rfck的相位同步的准确的振荡信号osck。

而且在本实施方式中，即使在检测到保持模式之前的通常动作期间内，处理部50的卡尔曼滤波部54也进行动作，对频率控制数据dfci执行卡尔曼滤波处理。即，进行如下处理：通过卡尔曼滤波处理估计针对频率控制数据dfci的观测值的真值。

当检测到保持模式时，将与保持模式的检出时刻对应的时刻下的真值保存到处理部50中。具体而言，老化校正部56保存该真值。而且，老化校正部56通过进行基于所保存的真值的运算处理，生成老化校正后的频率控制数据dfcq。

这样，由于根据与保持模式的检出时刻对应的时刻下的真值进行老化校正，因此，能够大幅度提高老化校正的精度。即，能够实现考虑了观测噪声和系统噪声的影响的老化校正。

另外，振荡信号生成电路140在从保持模式恢复的情况下，根据基于相位比较结果的频率控制数据dfcq，生成振荡信号osck。例如根据从频率控制数据生成部40(相位比较部41)经由处理部50输入的频率控制数据dfcq，生成振荡信号osck。例如当消除了基准信号rfck的消失状态或异常状态时，保持模式的状态被解除，从保持模式恢复。在该情况下，电路装置的动作恢复到通常动作。而且振荡信号生成电路140不根据处理部50通过进行老化校正而生成的频率控制数据dfcq，而根据从频率控制数据生成部40经由处理部50输入的频率控制数据dfcq(温度补偿处理等信号处理后的频率控制数据)，生成振荡信号osck。

此外，处理部50通过进行对所保存的真值加上校正值的运算处理(补偿由老化导致的频率变化的运算处理)，生成老化校正后的频率控制数据dfcq。例如通过在每个规定的时刻依次将与老化速率(老化的梯度、老化系数)对应的校正值(消除由老化速率导致的频率变化的校正值)和与保持模式的检出时刻对应的时刻下的真值相加，生成老化校正后的频率控制数据dfcq。另外，本实施方式的相加处理包含加上负值的处理即减法处理。

例如设时间步k的校正值为d(k)、时间步k的老化校正后的频率控制数据为ac(k)。在该情况下，处理部50通过ac(k+1)＝ac(k)+d(k)求出时间步k+1的老化校正后的频率控制数据ac(k+1)。处理部50进行这样的各个时间步的校正值d(k)的相加处理，直至从保持模式恢复的时刻(解除时刻)为止。

此外，处理部50进行对真值加上滤波处理后的校正值的运算处理。例如，对校正值d(k)进行低通滤波处理等滤波处理，进行对真值依次加上滤波处理后的校正值d’(k)的运算处理。具体而言，进行ac(k+1)＝ac(k)+d’(k)的运算处理。

此外，处理部50根据卡尔曼滤波处理中的观测残差，求出校正值。例如，处理部50在检测到保持模式之前的期间，进行根据观测残差估计老化校正的校正值的处理。例如在设观测残差为ek的情况下，通过进行d(k)＝d(k-1)+e·ek的处理，估计校正值d(k)。这里e例如是常数，但也可以替代常数e，而使用卡尔曼增益。而且，保存与保持模式的检出时刻对应的时刻下的校正值，并进行将保存的校正值与真值相加的运算处理，由此生成老化校正后的频率控制数据dfcq。

图7示出本实施方式的电路装置的详细结构例。在图7中，对图6的结构进一步设置了温度传感器10、a/d转换部20、i/f部30、寄存器部32和存储部34。另外，电路装置的结构不限于图7的结构，能够实施省略其中一部分结构要素、或追加其他结构要素等各种变形。例如，可以采用设置于电路装置的外部的温度传感器作为温度传感器10。

温度传感器10输出温度检测电压vtd。具体而言，输出根据环境(电路装置)的温度而变化的温度依赖电压，作为温度检测电压vtd。关于温度传感器10的具体结构例将后述。

a/d转换部20进行来自温度传感器10的温度检测电压vtd的a/d转换，输出温度检测数据dtd。例如输出与温度检测电压vtd的a/d转换结果对应的数字的温度检测数据dtd(a/d结果数据)。作为a/d转换部20的a/d转换方式，例如可采用逐次比较方式、或与逐次比较方式类似的方式等。并且，a/d转换方式不限于这种方式，可采用各种方式(计数型、并联比较型或串并联型等)。

数字i/f部(接口部)30是用于在电路装置与外部装置(微型计算机、控制器等)之间输入输出数字数据的接口。数字i/f部30例如能够通过使用了串行时钟线和串行数据线的同步式的串行通信方式来实现。具体而言，能够通过i2c(inter-integratedcircuit：内部集成电路)方式、3线或者4线的spi(serialperipheralinterface：串行外设接口)方式等实现。i2c方式是通过串行时钟线scl、和双向的串行数据线sda这2根信号线来进行通信的同步式的串行通信方式。在i2c的总线上能够连接多个从器件，主器件在指定单独确定的从器件的地址，选择从器件之后，与该从器件进行通信。spi方式是通过串行时钟线sck和单向的2根串行数据线sdi、sdo进行通信的同步式的串行通信方式。在spi的总线上能够连接多个从器件，而为了确定这些从器件，主器件需要使用从器件选择线来选择从器件。数字i/f部30由实现这些通信方式的输入输出缓冲电路和控制电路等构成。

寄存器部32是由状态寄存器、命令寄存器、数据寄存器等多个寄存器构成的电路。电路装置的外部装置经由数字i/f部30访问寄存器部32的各个寄存器。而且外部装置能够使用寄存器部32的寄存器来确认电路装置的状态、对电路装置发出命令，对电路装置传送数据、并且从电路装置读出数据等。

存储部34存储电路装置的各种处理和动作所需的各种信息。该存储部34例如能够通过非易失性存储器来实现。作为非易失性存储器，例如能够使用eeprom等。作为eeprom，例如能够使用monos(metal-oxide-nitride-oxide-silicon：金属氧化-氮氧化硅)型存储器等。例如能够使用利用了monos型的存储器的闪存。或者作为eeprom，可以使用浮栅型等其他类型的存储器。另外，存储部34只要是即使不供给电源也能够保存并存储信息的存储器即可，例如也能够通过熔丝电路等来实现。

处理部50除了保持模式处理部52、卡尔曼滤波部54、老化校正部56以外，在该情况下，还具有温度补偿部58(温度补偿处理的电路或程序模块)。温度补偿部58(处理部50)根据来自a/d转换部20的温度检测数据dtd，进行振荡频率的温度补偿处理。具体而言，温度补偿部58根据对应于温度而变化的温度检测数据dtd(温度依赖数据)、以及温度补偿处理用的系数数据(近似函数的系数数据)等，进行用于在存在温度变化的情况下减小振荡频率的变动的温度补偿处理。

基准信号rfck经由作为电路装置的外部连接端子的端子trfck(焊盘)输入到电路装置。对外部pll电路是否处于锁定状态进行通知的信号plock经由作为电路装置的外部连接端子的端子tplock(焊盘)输入到电路装置。

而且，存储部34存储卡尔曼滤波处理的系统噪声的设定用的系统噪声常数(v)和卡尔曼滤波处理的观测噪声的设定用的观测噪声常数(w)。例如在产品(振荡器等)的制造、出货时，进行用于监测振荡频率等各种信息的测量(检查)。而且根据该测量结果确定系统噪声常数和观测噪声常数，并写入例如由非易失性存储器等实现的存储部34中。这样，能够实现降低了由元件偏差导致的不良影响的系统噪声常数和观测噪声常数的设定。

此外，处理部50根据输入有保持模式的检测信号的输入端子的电压或者经由数字i/f部30输入的保持模式的检测信息，判断是否已成为保持模式的状态。这些判断处理由保持模式处理部52进行。例如保持模式处理部52具有状态机的电路，该状态机的状态转变是根据各种信号和信息来执行的。而且，当根据输入有保持模式的检测信号的输入端子的电压、和经由数字i/f部30而输入的保持模式的检测信息等而判断出处于保持模式的状态时，状态机的状态转变为保持模式的状态。然后执行保持模式时的各种处理(老化校正等)。

例如能够假设基准信号rfck和信号plock，作为保持模式的检测信号。在该情况下，处理部50根据输入有基准信号rfck的端子trfck的电压、输入有信号plock的端子tplock的电压，判断是否已成为保持模式的状态。

例如，在通过设置于电路装置的内部的频率控制数据生成部40形成pll电路的情况下，能够根据输入有基准信号rfck的端子trfck的电压，判断是否处于保持模式的状态。例如处理部50在根据端子trfck的电压而检测到基准信号rfck处于消失或者异常的状态的情况下，判断出处于保持模式的状态。

另一方面，在由设置于电路装置的外部的频率控制数据生成部形成pll电路的情况下，能够根据输入有信号plock的端子tplock的电压，判断是否已成为保持模式的状态。例如外部装置(控制外部pll电路的装置)将通知外部pll电路是否已成为锁定状态的信号plock输出到电路装置。而且例如在通过信号plock判断为外部pll电路未成为锁定状态的情况下，处理部50判断为处于保持模式的状态。另外，除了信号plock之外，还可以使用基准信号rfck，来判断是否已成为保持模式的状态。此外，外部pll电路例如是由设置于电路装置的外部的频率控制数据生成部、和电路装置的振荡信号生成电路140等构成的pll电路。

此外，在通过设置于电路装置的外部的频率控制数据生成部形成pll电路的情况下，可以根据经由数字i/f部30输入的保持模式的检测信息，判断是否已成为保持模式的状态。例如在控制外部pll电路的外部装置(例如微型计算机)根据基准信号的消失或者异常而判断为已成为保持模式的状态的情况下，将保持模式的检测信息经由数字i/f部30而设定于寄存器部32的寄存器(通知寄存器)。处理部50通过读出设定于该寄存器的保持模式的检测信息来判断是否已成为保持模式的状态。这样，不需要新设置保持模式的检测用的端子，实现了电路装置的端子数的削减等。

3.使用了卡尔曼滤波处理的老化校正

在本实施方式中，采用了使用卡尔曼滤波处理的老化校正方法。具体而言，在本实施方式中，在检测到保持模式之前的期间内，通过卡尔曼滤波处理估计针对频率控制数据(振荡频率)的观测值的真值。而且，在检测到保持模式的情况下，保存与保持模式的检出时刻对应的时刻(时间点)下的真值，并进行基于所保存的真值的运算处理，由此，实现老化校正。

图8是示出由老化导致的振荡频率的变动的测量结果例的图。横轴是经过时间(老化时间)，纵轴是振荡频率的频率偏差(δf/f0)。如图8的c1所示，在作为观测值的测量值中存在由系统噪声、观测噪声引起的大的偏差。在该偏差中还包含由环境温度引起的偏差。

当这样在测量值中存在大的偏差的状况下，为了正确地求出真值，在本实施方式中，进行基于卡尔曼滤波处理(例如线性卡尔曼滤波处理)的状态估计。

图9示出时间序列的状态空间模型，该模型的离散时间状态方程式通过下式(3)、(4)的状态方程式、观测方程式来给出。

x(k+1)＝a·x(k)+v(k)···(3)

y(k)＝x(k)+w(k)···(4)

x(k)是时刻k的状态，y(k)是观测值。v(k)是系统噪声，w(k)是观测噪声，a是系统矩阵。在x(k)是振荡频率(频率控制数据)的情况下，a例如相当于老化速率(老化系数)。老化速率表示振荡频率相对于经过期间的变化率。

例如，设为在图8的c2所示的时刻下产生了保持模式。在该情况下，根据基准信号rfck中断的c2的时刻下的真实状态x(k)、和相当于图8的c3所示的斜率的老化速率(a)执行老化校正。具体而言，作为用于减小由c3所示的老化速率导致的频率变化的补偿(校正)，例如以消除(抵消)该频率变化的校正值，进行使c2的时刻下的振荡频率(频率控制数据)的真值x(k)依次变化的老化校正。即，消除图3的b2所示的老化速率下的频率变化，以使得成为b1所示的理想的特性的校正值使真值x(k)变化。这样，例如在保持模式的期间为24小时的情况下，能够通过老化校正来补偿作为经过24小时后的振荡频率的变动的图8的fdv。

这里，在图8的c1所示的振荡频率(频率偏差)的变动中包含由温度变动引起的变动以及由老化引起的变动。因此，在本实施方式中，例如通过采用具有恒温槽的恒温槽结构的振荡器(ocxo)，将由温度变动引起的振荡频率的变动抑制为最小限度。此外，使用图7的温度传感器10等执行降低由温度变动引起的振荡频率的变动的温度补偿处理。

而且，在pll电路(内部pll电路、外部pll电路)与基准信号rfck同步的期间(通常动作期间)内，监测频率控制数据(频率控制码)，求出去除误差(系统噪声、观测噪声)后的真值，并保存于寄存器。而且，在由于基准信号rfck的消失或者异常而解除了pll电路的锁定的情况下，根据在锁定解除的时刻保存的真值(针对频率控制数据的观测值的真值)来执行老化校正。例如，作为用于减小由图8的c3的斜率即老化速率导致的频率变化的补偿，进行对所保存的频率控制数据的真值依次加上例如消除该频率变化的校正值的处理，由此，生成保持模式期间的自激振荡时的频率控制数据dfcq，使振子xtal振荡。这样，由于能够以最小误差求出进入保持模式的时刻下的真值，并执行老化校正，因此，能够实现将由老化变动导致的不良影响抑制为最小限度的保持模式性能。

4.处理部的结构

图10示出处理部50的详细结构例。另外，处理部50的结构不限于图10的结构，能够实施省略其中一部分结构要素、或追加其他结构要素等各种变形。

如图10所示，处理部50包含卡尔曼滤波部54、老化校正部56、温度补偿部58、选择器62、63和加法器65。

卡尔曼滤波部54输入有频率控制数据dfci(去除了环境变动成分的频率控制数据)，执行卡尔曼滤波处理。而且，输出相当于通过卡尔曼滤波处理估计出的真值的后验估计值x^(k)。另外，在本说明书中，将表示是估计值的帽形的符号“^”适当地排列成2个字符来进行记载。

卡尔曼滤波处理是指如下处理：假设在观测值和表示系统的状态的变量中包含噪声(误差)，使用从过去至现在取得的观测值来估计系统的最佳状态。具体而言，反复进行观测更新(观测过程)与时间更新(预测过程)，估计状态。观测更新是使用观测值与时间更新的结果来更新卡尔曼增益、估计值、误差协方差的过程。时间更新是使用观测更新的结果来预测下一时刻下的估计值、误差协方差的过程。另外，在本实施方式中，主要说明了使用线性卡尔曼滤波处理的方法，但也能够采用扩展卡尔曼滤波处理。关于本实施方式的卡尔曼滤波处理的详情，将在后文进行叙述。

老化校正部56从卡尔曼滤波部54输入后验估计值x^(k)和校正值d’(k)。而且，通过进行对相当于频率控制数据的真值的后验估计值x^(k)加上校正值d’(k)的运算处理，生成老化校正后的频率控制数据即ac(k)。这里d’(k)是滤波处理后(低通滤波处理后)的校正值d(k)。即，在设时间步k(时刻k)的校正值(滤波处理后的校正值)为d’(k)、时间步k的老化校正后的频率控制数据为ac(k)的情况下，老化校正部56通过ac(k+1)＝ac(k)+d’(k)求出时间步k+1(时刻k+1)的老化校正后的频率控制数据ac(k+1)。

温度补偿部58输入有温度检测数据dtd，进行温度补偿处理，生成用于使振荡频率相对于温度变动保持为恒定的温度补偿数据tcode(温度补偿码)。温度检测数据dtd是通过由图7的a/d转换部20将来自温度传感器10的温度检测电压vtd进行a/d转换而得到的数据。

例如，在图11、图12、图13中示出初始振荡频率温度特性的例子。在这些图中，横轴是周围温度，纵轴是振荡频率的频率偏差。如图11～图13所示，振荡频率的温度特性根据每个产品的样本而有较大偏差。因此，在产品(振荡器)的制造、出货时的检查工序中，测量振荡频率的温度特性、和与周围温度对应的温度检测数据的变化特性。而且根据测量结果来求出下式(5)的多项式(近似函数)的系数a0～a5，将求得的系数a0～a5的信息写入到图7的存储部34(非易失性存储器)中进行存储。

tcode＝a5·x⁵+a4·x⁴+a3·x³+a2·x²+a1·x+a0···(5)

在上式(5)中，x相当于由a/d转换部20得到的温度检测数据dtd(a/d转换值)。由于还测量了相对于周围温度变化的温度检测数据dtd的变化，因此，通过上式(5)的多项式所表示的近似函数，能够将周围温度与振荡频率对应起来。温度补偿部58从存储部34读出系数a0～a5的信息，根据该系数a0～a5和温度检测数据dtd(＝x)进行上式(5)的运算处理，生成温度补偿数据tcode(温度补偿码)。由此，能够实现用于使振荡频率相对于周围温度的变化保持为恒定的温度补偿处理。

选择器62、63在选择端子s的输入信号的逻辑电平为“1”(有效)的情况下，选择“1”侧的端子的输入信号，并作为输出信号而输出。此外，在选择端子s的输入信号的逻辑电平为“0”(无效)的情况下，选择“0”侧的端子的输入信号，并作为输出信号而输出。

信号kfen是卡尔曼滤波处理的使能信号。卡尔曼滤波部54在信号kfen为逻辑电平“1”(以下，简记为“1”)的情况下执行卡尔曼滤波处理。信号plllock是在pll电路为锁定状态的情况下成为“1”的信号。信号holdover是在检测到保持模式的保持模式期间成为“1”的信号。这些信号plllock、holdover是通过图7的保持模式处理部52的状态机的电路生成的。

信号tcen是温度补偿处理的使能信号。以下，主要以信号tcen为“1”、且选择器63选择“1”侧的输入信号的情况为例进行说明。此外，信号kfen也是“1”。

在通常动作期间，由于信号holdover为逻辑电平“0”((以下，简记为“0”)，因此，选择器62选择“0”端子侧的频率控制数据dfci。而且，通过加法器65对该频率控制数据dfci加上温度补偿数据tcode，温度补偿处理后的频率控制数据dfcq被输出到后级的振荡信号生成电路140。

另一方面，在保持模式期间，信号holdover为“1”，选择器62选择“1”端子侧的ac(k)。ac(k)是老化校正后的频率控制数据。

图14是说明卡尔曼滤波部54的动作的真值表。在信号plllock、kfen都是“1”的情况下，卡尔曼滤波部54执行真值估计处理(卡尔曼滤波处理)。即，在通常动作期间内pll电路(内部或者外部的pll电路)处于锁定状态的情况下，持续进行作为观测值的频率控制数据dfci的真值估计处理。

而且，在成为保持模式的状态，解除pll电路的锁定，从而信号plllock为“0”的情况下，卡尔曼滤波部54保持上次的输出状态。例如在图10中，保存并持续输出保持模式的检出时刻(pll电路的锁定解除的时刻)下的值，作为估计为频率控制数据dfci的真值的后验估计值x^(k)和老化校正的校正值d’(k)。

老化校正部56在保持模式期间内，使用来自卡尔曼滤波部54的后验估计值x^(k)、校正值d’(k)进行老化校正。具体而言，保存保持模式的检出时刻的后验估计值x^(k)、校正值d’(k)，进行老化校正。

此外，在图10中，在卡尔曼滤波部54中输入去除了温度变动成分(广义上说是环境变动成分)和老化变动成分中的温度变动成分的频率控制数据dfci。卡尔曼滤波部54对去除了温度变动成分(环境变动成分)的频率控制数据dfci进行卡尔曼滤波处理，估计针对频率控制数据dfci的真值。即，求出后验估计值x^(k)。而且，老化校正部56根据估计出的真值即后验估计值x^(k)进行老化校正。更具体而言，根据来自卡尔曼滤波部54的后验估计值x^(k)和校正值d’(k)求出老化校正后的频率控制数据ac(k)。而且，老化校正后的频率控制数据即ac(k)经由选择器62输入到加法器65，加法器65进行对ac(k)加上温度补偿数据tcode(环境变动成分的补偿用数据)的处理。

例如，如图15的示意图所示，当温度变动时，如e1所示，频率控制数据也与其对应地变动。因此，当使用像e1那样伴随着温度变动而变动的频率控制数据来进行卡尔曼滤波处理时，保持模式检出时刻下的真值也产生波动。

因此，在本实施方式中，取得去除了温度变动成分的频率控制数据，并输入到卡尔曼滤波部54。即，将去除了温度变动成分(环境变动成分)和老化变动成分中的温度变动成分的频率控制数据输入到卡尔曼滤波部54。即，输入图15的e2所示的频率控制数据。e2的频率控制数据为去除了温度变动成分而残留有老化变动成分的频率控制数据。

卡尔曼滤波部54通过对这样去除了温度变动成分而残留有老化变动成分的频率控制数据dfci进行卡尔曼滤波处理，求出被估计真值的后验估计值x^(k)、老化校正的校正值d’(k)。而且，将在保持模式的检出时刻估计出的真值即后验估计值x^(k)、校正值d’(k)保存到老化校正部56，用于执行老化校正。

例如通过加法器65进行加上温度补偿数据tcode的处理，频率控制数据dfcq成为被温度补偿后的频率控制数据。因此，输入有频率控制数据dfcq的振荡信号生成电路140输出温度补偿后的振荡频率的振荡信号osck。因此，与该振荡信号生成电路140一起构成pll电路的图7的频率控制数据生成部40将如图15的e2所示那样去除了温度变动成分的频率控制数据dfci供给到处理部50。而且，如图15的e2所示，在去除了该温度变动成分的频率控制数据dfci中残留有随着经过时间而变化的老化变动成分。因此，处理部50的卡尔曼滤波部54对残留有该老化变动成分的频率控制数据dfci进行卡尔曼滤波处理，如果老化校正部56根据卡尔曼滤波处理的结果进行老化校正，则能够实现高精度的老化校正。

另外，作为图10的变形例，可以不进行加法器65中的加上温度补偿数据tcode的处理，而进行用于去除频率控制数据dfci的温度变动成分(环境变动成分)的运算处理，并将运算处理后的频率控制数据dfci输入到卡尔曼滤波部54。例如省略图10的加法器65以及选择器63的结构，在卡尔曼滤波部54的前级设置从频率控制数据dfci中减去温度补偿数据tcode的减法器，将该减法器的输出输入到卡尔曼滤波部54。此外，在老化校正部56与选择器62之间设置将老化校正部56的输出与温度补偿数据tcode相加的加法器，将加法器的输出输入到选择器62的“1”侧的端子。通过这样的结构，也能够将去除了温度变动成分而仅残留有老化变动成分的频率控制数据dfci输入到卡尔曼滤波部54。

图16示出老化校正部56的详细结构例。由于在通常动作期间内，信号holdover为“0”，因此，选择器360、361选择“0”端子侧。由此，在通常动作期间内，由卡尔曼滤波部54运算出的后验估计值x^(k)、校正值d’(k)(滤波处理后的校正值)被分别保存到寄存器350、351。

当检测到保持模式，从而信号holdover为“1”时，选择器360、361选择“1”端子侧。由此，选择器361在保持模式期间中，持续输出在保持模式的检出时刻保存于寄存器351的校正值d’(k)。

而且，加法器340进行如下处理：按照各时间步，对在保持模式的检出时刻保存于寄存器350的后验估计值x^(k)依次加上保存于寄存器351并从选择器361输出的校正值d’(k)(校正值)。由此，实现了下式(6)所示的老化校正。

ac(k+1)＝ac(k)+d′(k)···(6)

即，进行如下处理来实现老化校正：对在图8的c2的时刻保存的真值即后验估计值x^(k)依次加上校正值d’(k)，该校正值d’(k)用于消除(补偿)由相当于c3的斜率的老化速率导致的频率变化。

5.卡尔曼滤波处理

接下来，对本实施方式的卡尔曼滤波处理的详情进行说明。图17示出卡尔曼滤波的模型例。图17的模型的状态方程式、观测方程式如下式(7)、(8)那样表示。

x(k+1)＝a·x(k)+v(k)···(7)

y(k)＝c^t·x(k)+w(k)···(8)

k表示作为离散的时间的时间步。x(k)是时间步k(时刻k)的系统的状态，例如是n维的向量。a被称为系统矩阵。具体而言，a是n×n的矩阵，将不存在系统噪声的情况下的时间步k的系统的状态与时间步k+1的系统的状态关联起来。v(k)是系统噪声。y(k)是观测值，w(k)是观测噪声。c是观测系数向量(n维)，t表示转置矩阵。

在上式(7)、(8)的模型的卡尔曼滤波处理中，进行下式(9)～(13)的处理，估计真值。

p^-(k)＝a·p(k-1)·a^t+v(k)···(10)

p(k)＝(1-g(k)·c^t)·p^-(k)···(13)

x^(k)：后验估计值

x^^-(k)：先验估计值

p(k)：后验协方差

p^-(k)：先验协方差

g(k)：卡尔曼增益

上式(9)、(10)是时间更新(预测过程)的式子，上式(11)～(13)是观测更新(观测过程)的式子。作为离散的时间的时间步k每前进1个，则进行1次卡尔曼滤波处理的时间更新(式(9)、(10))以及观测更新(式(11)～(13))。

x^(k)、x^(k-1)是时间步k、k-1的卡尔曼滤波处理的后验估计值。x^^-(k)是得到观测值之前预测的先验估计值。p(k)是卡尔曼滤波处理的后验协方差，p^-(k)是得到观测值之前预测的先验协方差。g(k)是卡尔曼增益。

在卡尔曼滤波处理中，在观测更新中，通过上式(11)求出卡尔曼增益g(k)。此外，根据观测值y(k)，通过上式(12)，更新后验估计值x^(k)。此外，通过上式(13)，更新误差的后验协方差p(k)。

此外，在卡尔曼滤波处理中，在时间更新中，如上式(9)所示，根据时间步k-1的后验估计值x^(k-1)和系统矩阵a，预测下一时间步k的先验估计值x^^-(k)。此外，如上式(10)所示，根据时间步k-1的后验协方差p(k-1)、系统矩阵a、系统噪声v(k)，预测下一时间步k的先验协方差p^-(k)。

另外，当要执行上式(9)～(13)的卡尔曼滤波处理时，有时处理部50的处理负荷过大，导致电路装置的大规模化。例如为了求出上式(9)的x^^-(k)＝ax^(k-1)的a，需要扩展卡尔曼滤波处理。而且，扩展卡尔曼滤波处理的处理负荷非常重，当要通过能够进行扩展卡尔曼滤波处理的硬件来实现处理部50时，处理部50的电路面积容易变得非常大。因此，当对内置于振荡器的电路装置强烈要求小型化的状况下，是不恰当的。另一方面，当使用固定值的标量值作为系统矩阵a时，实现恰当的老化校正时的难易度提高。

因此，作为需要避免这样的状况时的解决手段，在本实施方式中，不通过上式(9)～(13)，而通过基于下式(14)～(19)的处理来实现卡尔曼滤波处理。即，处理部50(卡尔曼滤波部54)执行基于下式(14)～(19)的卡尔曼滤波处理。

p^-(k)＝p(k-1)+v(k)···(15)

p(k)＝(1-g(k))·p^-(k)···(18)

另外，在本实施方式中，作为真值的估计处理的对象的x(k)是频率控制数据，观测值y(k)也是频率控制数据，因此，c＝1。此外，由于a的标量值无限接近于1，因此，能够使用上式(15)来替代上式(10)。

如上所述，与采用扩展卡尔曼滤波处理来作为卡尔曼滤波处理的情况相比，在本实施方式的卡尔曼滤波处理中，如上式(14)所示，通过时间步k-1的后验估计值x^(k-1)与校正值d(k-1)的相加处理来求出时间k的先验估计值x^^-(k)。因此，不需要使用扩展卡尔曼滤波处理，在实现处理部50的处理负荷的减轻、电路规模的增加抑制等方面优异。

在本实施方式中，通过下述式子的变形导出上式(14)。

例如上式(20)能够如上式(21)那样变形。这里，由于上式(21)的(a-1)是非常小的数，因此，如上式(22)、(23)所示，能够采用将(a-1)·x^(k-1)置换为(a-1)·f0的近似。然后，将该(a-1)·f0置换为校正值d(k-1)。

而且如上式(19)所示，在从时间步k-1向时间步k的时间更新时，进行校正值d(k)＝d(k-1)+e·(y(k)-x^^-(k))＝d(k-1)+e·ek的更新处理。这里，ek＝y(k)-x^^-(k)被称为卡尔曼滤波处理中的观测残差。此外，e是常数。另外，也能够替代常数e，而实施使用卡尔曼增益g(k)的变形。即，可以是d(k)＝d(k-1)+g(k)·ek。

这样，在式(19)中，在设观测残差为ek、常数为e的情况下，通过d(k)＝d(k-1)+e·ek求出校正值d(k)。这样，能够进行反映了卡尔曼滤波处理中的观测残差ek的、校正值d(k)的更新处理。

图18示出卡尔曼滤波部54的结构例。卡尔曼滤波部54包含加法器300、301、302、303、304、乘法器305、寄存器310、311、312、313、选择器320、321、滤波器330、331和运算器332、333。另外，卡尔曼滤波部54的结构不限于图18所示的结构，能够实施省略其中一部分结构要素、或追加其他结构要素等各种变形。例如，可以通过1个运算器的时分处理来实现加法器300～304等的处理。

通过加法器304和寄存器312，执行上式(14)的运算处理。此外，系统噪声的设定用的系统噪声常数v和观测噪声的设定用的观测噪声常数w的信息被从图7的存储部34读出，并输入到卡尔曼滤波部54(处理部50)。并且，通过加法器300和寄存器310，执行上式(15)的运算处理。此外，运算器332执行上式(16)的运算处理，求出卡尔曼增益g(k)。并且，根据求出的卡尔曼增益g(k)，通过加法器301、乘法器305和加法器302，执行上式(17)的运算处理。此外，运算器333执行上式(18)的运算处理，求出后验协方差p(k)。

此外，通过加法器303、寄存器311和滤波器330，执行上式(19)的运算处理。输入到滤波器330中的常数e的信息被从图7的存储部34读出。常数e相当于老化速率的校正系数(滤波常数)。例如，滤波器330根据常数e来进行增益調整等，由此能够实现上式(19)的e·(y(k)-x^^-(k))。

在信号plllock、kfen分别为“1”的情况下，选择器320、321选择“1”侧的端子的输入信号。将选择器320的输出信号保存到寄存器313中。因此，在成为保持模式的状态且信号plllock从“1”变为“0”以后，将保持模式的检出时刻下的真值即x^(k)保存到寄存器313中。

滤波器331对校正值d(k)进行滤波处理。具体而言，对校正值d(k)进行数字低通滤波处理，将滤波处理后的校正值d’(k)输入到图16的老化校正部56。常数j是滤波器331的滤波常数。根据常数j，设定了滤波器331的最佳截止频率。

例如，根据图8可知，在补偿由老化速率导致的频率变化的校正值d(k)中存在细微的变动的波动。因此，在将这样存在波动的校正值d(k)与真值相加后，老化校正的精度下降。

关于此点，在本实施方式中，将滤波处理后的校正值d’(k)与真值相加，所以能够实现更高精度的老化校正。

如上所述，在本实施方式中，如上式(14)所示，处理部50在卡尔曼滤波处理的先验估计值的更新处理(时间更新)中，进行如下处理：通过上次的时刻下的后验估计值x^(k-1)与校正值d(k-1)的相加处理，求出此次的时刻下的先验估计值x^^-(k)。而且，根据卡尔曼滤波处理的结果，进行频率控制数据的老化校正。即，进行上次的时刻即时间步k-1的后验估计值x^(k-1)与校正值d(k-1)的相加处理，通过x^^-(k)＝x^(k-1)+d(k-1)求出此次的时刻即时间步k的先验估计值x^^-(k)。

而且，处理部50(老化校正部56)根据该卡尔曼滤波处理的结果(真值、校正值)来进行老化校正。即，在设时间步k的校正值为d(k)(或者d’(k))、时间步k的老化校正后的频率控制数据为ac(k)的情况下，通过ac(k+1)＝ac(k)+d(k)(或者ac(k)+d’(k))求出时间步k+1的老化校正后的频率控制数据ac(k+1)。

此外，处理部50如上式(19)所示那样根据上次的时刻下的校正值d(k-1)和卡尔曼滤波处理中的观测残差ek，求出此次的时刻下的校正值d(k)。例如，通过进行对上次的时刻下的校正值d(k-1)加上基于观测残差的值即e·ek(或者g(k)·ek)的处理，求出此次的时刻下的校正值d(k)。具体而言，根据上次的时刻即时间步k-1的校正值d(k-1)和卡尔曼滤波处理中的观测残差ek，求出此次的时刻即时间步k的校正值d(k)。例如，在设观测残差为ek、常数为e的情况下，通过d(k)＝d(k-1)+e·ek求出校正值d(k)。

例如在本实施方式中，如图15中说明的那样，取得温度变动成分信息等环境变动成分信息，并使用取得的环境变动成分信息，取得去除了环境变动成分和老化变动成分中的环境变动成分的频率控制数据。这里，环境变动成分信息可以是电源电压变动成分、气压变动成分或者重力变动成分等。然后，根据去除了环境变动成分的频率控制数据来进行老化校正。具体而言，设环境变动成分为温度。在该情况下，根据温度检测数据dtd来取得作为环境变动成分信息的温度变动成分信息，该温度检测数据dtd是通过来自作为用于取得环境变动成分信息的环境变动信息取得部的、图7的温度传感器10的温度检测电压vtd而求出的。然后，使用取得的温度变动成分信息，取得去除了温度变动成分的频率控制数据。例如图10的温度补偿部58取得温度补偿数据tcode，通过加法器65进行温度补偿数据tcode的相加处理，由此，去除了温度变动成分的频率控制数据dfci从频率控制数据生成部40输入，并由处理部50取得。即，如图15的e2所示，取得去除了温度变动成分而残留有老化变动成分的频率控制数据dfci，并输入到卡尔曼滤波部54。

另外，去除了环境变动成分的频率控制数据除了包含完全去除了环境变动成分的适当状态的频率控制数据之外，还包含在频率控制数据内存在能够忽略的程度的环境变动成分的状态的频率控制数据。

例如，能够通过检测环境变动成分信息的环境变动信息取得部即温度传感器、电压检测电路等，取得温度变动成分信息或者电源电压变动成分信息等环境变动成分信息。另一方面，老化变动成分是随时间经过而变化的振荡频率的变动成分，难以通过传感器等直接检测该老化变动成分的信息。

因此，在本实施方式中，取得能够由传感器等检测的温度变动成分信息等环境变动成分信息，并利用该环境变动成分信息，取得去除了环境变动成分和老化变动成分中的环境变动成分的频率控制数据。即，通过进行从频率控制数据的变动成分中去除环境变动成分的处理(例如加法器65的加法处理)，能够如图15的e2所示那样，取得仅残留有老化变动成分的频率控制数据。然后，如果根据残留有老化变动成分的频率控制数据进行卡尔曼滤波处理等，则能够估计针对频率控制数据的真值。而且，如果根据这样估计出的真值来进行老化校正，则能够实现在现有例中无法实现的高精度的老化校正。

这样，在本实施方式中，在卡尔曼滤波部54中输入去除了温度变动成分(环境变动成分)、而残留有老化变动成分的频率控制数据dfci。而且如图1、图8所示，如果限定期间，则在该期间内，能够假设振荡频率以恒定的老化速率变化。能够假设例如以图8的c3所示的恒定的斜率变化。

在本实施方式中，通过d(k)＝d(k-1)+e·ek的式子，求出了用于补偿(消除)由这样的老化变动成分导致的恒定的老化速率下的频率变化的校正值。即，求出了用于补偿由相当于图8的c3的斜率的老化速率导致的频率变化的校正值d(k)。这里，老化速率不是恒定的，而是如图1、图8所示，随着经过时间而变化。

对此，在本实施方式中，如d(k)＝d(k-1)+e·ek那样，根据卡尔曼滤波处理的观测残差ek＝y(k)-x^^-(k)，进行与老化速率对应的校正值d(k)的更新处理。因此，能够实现还反映了与经过时间对应的老化速率的变化的、校正值d(k)的更新处理。因此，能够实现更高精度的老化校正。

在例如图19中，将实测频率偏差和预测频率偏差进行对比并示出。d1是实测的振荡频率的频率偏差，d2是通过本实施方式的卡尔曼滤波的估计处理而预测的振荡频率的频率偏差。d2所示的预测频率偏差相对于d1所示的实测频率偏差，落入到容许误差范围内，表示通过本实施方式实现了高精度的老化校正。

6.温度传感器、振荡电路

图20示出温度传感器10的结构例。图20的温度传感器10具有电流源ist、以及集电极被提供来自电流源ist的电流的双极晶体管trt。双极晶体管trt成为其集电极与基极被连接的二极管连接，向双极晶体管trt的集电极的节点输出具有温度特性的温度检测电压vtdi。温度检测电压vtdi的温度特性是由于双极晶体管trt的基极-发射极间电压的温度依赖性而产生的。该温度传感器10的温度检测电压vtdi例如具有负的温度特性(具有负的梯度的1次温度特性)。

图21示出振荡电路150的结构例。该振荡电路150具有电流源ibx、双极晶体管trx、电阻rx、可变电容式电容器cx1、电容器cx2、cx3。

电流源ibx向双极晶体管trx的集电极提供偏置电流。电阻rx设置于双极晶体管trx的集电极与基极之间。

电容可变的可变电容式电容器cx1的一端与振子xtal的一端连接。具体而言，可变电容式电容器cx1的一端经由电路装置的第1振子用端子(振子用焊盘)而连接于振子xtal的一端。电容器cx2的一端与振子xtal的另一端连接。具体而言，电容器cx2的一端经由电路装置的第2振子用端子(振子用焊盘)而连接于振子xtal的另一端。电容器cx3的一端与振子xtal的一端连接，另一端与双极晶体管trx的集电极连接。

双极晶体管trx内流过通过振子xtal的振荡而产生的基极-发射极间电流。并且，当基极-发射极间电流增大时，双极晶体管trx的集电极-发射极间电流增大，从电流源ibx向电阻rx分支的偏置电流减小，因此，集电极电压vcx降低。另一方面，当双极晶体管trx的基极-发射极间电流减小时，集电极-发射极间电流减小，从电流源ibx向电阻rx分支的偏置电流增大，因此，集电极电压vcx上升。该集电极电压vcx经由电容器cx3而反馈给振子xtal。

振子xtal的振荡频率具有温度特性，该温度特性通过d/a转换部80的输出电压vq(频率控制电压)进行补偿。即，输出电压vq被输入到可变电容式电容器cx1，并且利用输出电压vq对可变电容式电容器cx1的电容值进行控制。在可变电容式电容器cx1的电容值发生变化时，振荡环路的谐振频率会发生变化，因此振子xtal的温度特性造成的振荡频率的变动得到补偿。可变电容式电容器cx1可由例如可变电容二极管(varactor：变容二极管)等实现。

另外，本实施方式的振荡电路150不限于图21的结构，可实施各种变形。例如在图21中以cx1为可变电容式电容器的情况为例进行了说明，但是，也可以将cx2或者cx3设为利用输出电压vq控制的可变电容式电容器。此外，也可以将cx1～cx3中的多个设为利用vq控制的可变电容式电容器。

此外，振荡电路150可以不用包含用于使振子xtal振荡的全部电路要素。例如，也可以采用如下结构：由设置于电路装置500的外部的分立式部件构成一部分的电路要素，并经由外部连接端子与振荡电路150连接。

7.变形例

接着，说明本实施方式的各种变形例。图22示出本实施方式的变形例的电路装置的结构例。

在图22中，与图7不同，在振荡信号生成电路140中未设置d/a转换部80。并且，由振荡信号生成电路140生成的振荡信号osck的振荡频率根据来自处理部50的频率控制数据dfcq而被直接控制。即，不经由d/a转换部地控制振荡信号osck的振荡频率。

例如在图22中，振荡信号生成电路140具有可变电容电路142和振荡电路150。在该振荡信号生成电路140中未设置图7的d/a转换部80。并且，取代图21的可变电容式电容器cx1而设置该可变电容电路142，可变电容电路142的一端与振子xtal的一端连接。

该可变电容电路142的电容值根据来自处理部50的频率控制数据dfcq而被控制。例如，可变电容电路142具有多个电容器(电容器阵列)、根据频率控制数据dfcq控制各开关元件的接通及断开的多个开关元件(开关阵列)。这多个开关元件的各开关元件与多个电容器的各电容器电连接。并且，通过接通或断开这多个开关元件，多个电容器中的、一端与振子xtal的一端连接的电容器的个数发生变化。由此，可变电容电路142的电容值被控制，振子xtal的一端的电容值发生变化。因此，可利用频率控制数据dfcq直接控制可变电容电路142的电容值，控制振荡信号osck的振荡频率。

此外，在使用本实施方式的电路装置构成pll电路的情况下，也能够成为直接数字合成器方式的pll电路。图23示出直接数字合成器方式的情况下的电路结构例。

相位比较部380(比较运算部)进行基准信号rfck与振荡信号osck(基于振荡信号的输入信号)的相位比较(比较运算)。数字滤波部382进行相位误差的平滑化处理。相位比较部380的结构、动作与图6的相位比较部41相同，能够包含计数器和tdc(时间数字转换器)。数字滤波部382相当于图6的数字滤波部44。数值控制型振荡器384是使用来自具有振子xtal的基准振荡器386的基准振荡信号，对任意的频率和波形进行数字合成的电路。即，不是像vco那样根据来自d/a转换器的控制电压来控制振荡频率，而是使用数字的频率控制数据和基准振荡器386(振子xtal)，通过数字运算处理生成任意的振荡频率的振荡信号osck。通过图23的结构，能够实现直接数字合成器方式的adpll电路。

8.振荡器、电子设备、移动体

图24示出包含本实施方式的电路装置500的振荡器400的结构例。如图24所示，振荡器400包含振子420和电路装置500。振子420和电路装置500安装于振荡器400的封装410内。并且，振子420的端子和电路装置500(ic)的端子(焊盘)利用封装410的内部布线而电连接。

图25示出包含本实施方式的电路装置500的电子设备的结构例。该电子设备包含本实施方式的电路装置500、石英振子等振子420、天线ant、通信部510和处理部520。另外，还可以包含操作部530、显示部540和存储部550。由振子420和电路装置500构成振荡器400。此外，电子设备不限于图25的结构，可以实施省略其中一部分的结构要素、或追加其他结构要素等各种变形。

作为图25的电子设备，例如能够假设基站或者路由器等网络相关设备、高精度的测量设备、gps内置时钟、活体信息测量设备(脉搏计、步数计等)或者头部佩戴式显示装置等可佩戴设备、智能手机、移动电话、便携式游戏装置、笔记本pc或者平板pc等便携信息终端(移动终端)、发布内容的内容提供终端、数字照相机或者摄像机等影像设备等各种设备。

通信部510(无线电路)进行经由天线ant而从外部接收数据、或向外部发送数据的处理。处理部520进行电子设备的控制处理、以及对经由通信部510而收发的数据的各种数字处理等。该处理部520的功能例如可通过微型计算机等处理器而实现。

操作部530用于供用户进行输入操作，可通过操作按钮、触摸面板显示器等来实现。显示部540用于显示各种信息，可通过液晶、有机el等的显示器来实现。另外，在使用触摸面板显示器来作为操作部530的情况下，该触摸面板显示器兼具操作部530以及显示部540的功能。存储部550用于存储数据，其功能可通过ram、rom等半导体存储器或hdd(硬盘驱动器)等实现。

图26示出包含本实施方式的电路装置的移动体的例子。本实施方式的电路装置(振荡器)例如可以组装到车辆、飞机、摩托车、自行车或者船舶等各种移动体中。移动体例如是具有发动机或马达等驱动机构、方向盘或舵等转向机构以及各种电子设备(车载设备)，且在陆地上、空中或海上移动的设备或装置。图26概要性示出作为移动体的具体例的汽车206。汽车206中组装了具有本实施方式的电路装置和振子的振荡器(未图示)。控制装置208根据由该振荡器生成的时钟信号而进行动作。控制装置208按照例如车体207的姿态对悬架的软硬度进行控制，或者对各个车轮209的制动进行控制。例如可以利用控制装置208实现汽车206的自动运转。此外，组装有本实施方式的电路装置或振荡器的设备不限于这种控制装置208，也可以组装在汽车206等移动体所设置的各种设备(车载设备)中。

图27是振荡器400的详细结构例。图27的振荡器400是双恒温槽结构(广义上说是恒温槽结构)的振荡器。

封装410由基板411和壳体412构成。在基板411上搭载有未图示的各种电子部件。在壳体412的内部设有第2容器414，在第2容器414的内部设有第1容器413。并且，在第1容器413的上表面的内侧面(下侧面)安装有振子420。此外，在第1容器413的上表面的外侧面(上侧面)安装有本实施方式的电路装置500、加热器450和温度传感器460。能够通过加热器450(发热元件)，调整例如第2容器414的内部的温度。并且，能够通过温度传感器460，检测例如第2容器414的内部的温度。

第2容器414设置在基板416上。基板416是能够搭载各种电子部件的电路基板。在基板416中的、设置有第2容器414的面的反面安装有加热器452和温度传感器462。能够通过例如加热器452(发热元件)，调整壳体412和第2容器414之间的空间的温度。并且，能够通过温度传感器462，检测壳体412和第2容器414之间的空间的温度。

作为加热器450、452的发热元件，例如，能够使用发热功率双极晶体管、发热式加热器mos晶体管、发热电阻体、珀尔帖元件等。这些加热器450、452的发热的控制例如能够通过电路装置500的恒温槽控制电路来实现。作为温度传感器460、462，例如能够使用热敏电阻、二极管等。

在图27中，由于能够通过双恒温槽结构的恒温槽实现振子420等的温度调整，因此，实现了振子420的振荡频率的稳定化等。

图28是作为电子设备之一的基站(基站装置)的结构例。物理层电路600进行经由网络的通信处理中的物理层的处理。网络处理器602进行比物理层靠上位层的处理(链路层等)。开关部604进行通信处理的各种切换处理。dsp606进行通信处理所需的各种数字信号处理。rf电路608包含：由低噪声放大器(lna)构成的接收电路；由功率放大器构成的发送电路；d/a转换器以及a/d转换器等。

选择器612将来自gps610的基准信号rfck1、来自物理层电路600的基准信号rfck2(来自网络的时钟信号)中的任意一个作为基准信号rfck而输出到本实施方式的电路装置500。电路装置500进行使振荡信号(基于振荡信号的输入信号)与基准信号rfck同步的处理。而且生成频率不同的各种时钟信号ck1、ck2、ck3、ck4、ck5，并供给到物理层电路600、网络处理器602、开关部604、dsp606、rf电路608。

根据本实施方式的电路装置500，在图28所示的基站中，能够使振荡信号与基准信号rfck同步，将根据该振荡信号而生成的频率稳定度高的时钟信号ck1～ck5供给到基站的各电路。

另外，如上述那样对本实施方式进行了详细说明，而对本领域技术人员而言，应能容易理解未实际脱离本发明的新事项和效果的多种变形。因此，这样的变形例全部包含在本发明的范围内。例如，在说明书或者附图中，至少一次与更加广义或者同义的不同用语(环境变动成分等)一同描述的用语(温度变动成分等)在说明书或者附图的任意部分都可以置换为该不同用语。另外，本实施方式和变形例的所有组合也包含于本发明的范围内。此外，电路装置、振荡器、电子设备、移动体的结构或动作、老化校正处理、卡尔曼滤波处理、保持模式处理、温度补偿处理等也不限于本实施方式中说明的内容，可实施各种变形。