一种源极跟随器缓冲电路的制作方法

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一种源极跟随器缓冲电路的制作方法与工艺

本发明属于模数转换器技术领域,具体涉及一种源极跟随器缓冲电路。



背景技术:

基于源随器结构的缓冲器作为模数转换器的输入端,是模数转换器最重要的模块之一,直接决定了模数转换器的精度,通常要求对输入信号具有很高的线性度。

传统的源跟随器如图1所示。存在的缺点是在输入信号幅值较大时,输入管会进入线性区,使得线性度变差;同时该结构为伪差分结构,在电路实现时对偶次谐波抑制能力减弱。



技术实现要素:

本发明的目的,就是针对上述传统源跟随器存在的问题,提出一种大摆幅信号时具有高线性度的源跟随器。

本发明的技术方案是:一种源极跟随器缓冲电路,所述缓冲电路用于模数转换器输入端,包括第一NMOS管M1、第二NMOS管M2、第一PMOS管M3、第二PMOS管M4、第一电流源I1、第二电流源I2、全差分运算放大器和共模电压反馈模块;所述第一PMOS管M3的源极接电源,其栅极接共模电压反馈模块输出的反馈信号;所述第二PMOS管M4的源极接电源,其栅极接共模电压反馈模块输出的反馈信号;所述第一NMOS管M1的漏接接第一PMOS管M3的漏极,第一NMOS管M1的栅极接第一差分信号,其源极通过第一电流源I1后接地;所述第二NMOS管M2的漏极接第二PMOS管M4的漏极,第二NMOS管M2的栅极接第二差分信号,其源极通过第二电流源I2后接地;所述全差分运算放大器的反相输入端接第一PMOS管M3的漏极,全差分运算放大器的同相输入端接第二PMOS管M4的漏极,全差分运算放大器的同相输出端接第一NMOS管M1的源极,全差分运算放大器的反相输出端接第二NMOS管M2的源极;所述共模电压反馈模块的电压输入端接共模电压,其两个输入端分别接第一PMOS管M3的漏极和第二PMOS管M4的漏极,共模电压反馈模块的输出端输出反馈电压。

本发明的有益效果为,能够有效消除传统源随器伪差分结构电路实现时带来的信号误差,以及由于体效应和沟道长度调制效应及静态工作点不稳定对于线性度的影响,减小差分输出信号失真。

附图说明

图1为一种传统源随器结构示意图;

图2为本发明的一种源随器结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进行详细描述:

如图2所示,本发明的一种源极跟随器缓冲电路,所述缓冲电路用于模数转换器输入端,包括第一NMOS管M1、第二NMOS管M2、第一PMOS管M3、第二PMOS管M4、第一电流源I1、第二电流源I2、全差分运算放大器和共模电压反馈模块;所述第一PMOS管M3的源极接电源,其栅极接共模电压反馈模块输出的反馈信号;所述第二PMOS管M4的源极接电源,其栅极接共模电压反馈模块输出的反馈信号;所述第一NMOS管M1的漏接接第一PMOS管M3的漏极,第一NMOS管M1的栅极接第一差分信号,其源极通过第一电流源I1后接地;所述第二NMOS管M2的漏极接第二PMOS管M4的漏极,第二NMOS管M2的栅极接第二差分信号,其源极通过第二电流源I2后接地;所述全差分运算放大器的反相输入端接第一PMOS管M3的漏极,全差分运算放大器的同相输入端接第二PMOS管M4的漏极,全差分运算放大器的同相输出端接第一NMOS管M1的源极,全差分运算放大器的反相输出端接第二NMOS管M2的源极;所述共模电压反馈模块的电压输入端接共模电压,其两个输入端分别接第一PMOS管M3的漏极和第二PMOS管M4的漏极,共模电压反馈模块的输出端输出反馈电压。

第一和第二N型场效应管M1和M2,栅极分别接差分输入信号VN和VP,衬底和源短接,所述第一和第二N型场效应管工作在饱和区,第一和第二N型场效应管的源极为输出端,同时通过一对电流源I1和I2接地,第一和第二N型场效应管的漏极分别接第一节点Na和第二节点Nb;

全差分运算放大器位于第一和第二N型场效应管的漏端和源端之间,用于稳定第一和第二N型场效应管的静态工作状态,同时消除差分输出信号的偶次谐波,该运算放大器的输入端为Na和Nb,输出接Nc和Nd;

第一和第二P型场效应管M3和M4,为源随器的有源负载,栅极接共模电压反馈模块的输出端vb;

其中M1和M2为深N阱工艺的晶体管,M3和M4为普通P型场效应管。本发明中M1、M2、M3和M4始终工作在饱和区,M1和M2的源极电压跟随输入VN和VP的变化,输入对管衬底和源极短接消除了晶体管的体效应,在大摆幅输入信号下全差分运算放大器构成的反馈环路为M1和M2提供了稳定的的静态工作点,在输出端接负载时,反馈环路会帮助晶体管M1和M2充放电,减小晶体管M1和M2的电流变化,提高了跟随器的线性度。本发明避免了体效应和沟道长度调制效应,并大大减小源跟随器晶体管中电流的变化,具有高线性度的优点。

图1是传统源随器结构图。其中VIN为输入信号,VOUT为输出信号,I1和I2为电流源,M1为N型场效应晶体管,其衬底接地,M2为P型场效应管用于稳定M1的漏端电压。当输入信号VIN变化时,输出信号VOUT跟随输入信号VIN变化。对于输入管M1,其漏极电压为VD1=Vdd-Vgs2,VD1决定了输入管栅上信号摆幅;在输入信号幅度较大时,输入管M1进入线性区,线性度下降;

同时整个架构为伪差分结构,在电路实现时对偶次谐波的抑制能力不足。

传统源随器的小信号增益如下:

M1和M2跨导gm1和gm2决定了传统源随器的线性度,gm1和gm2越大线性度越好。

本发明的技术解决方案参阅图2。其中VN、VP为输入差分信号,Voutn、Voutp为差分输出信号,I1、I2为电流源。其中M1、M2为深N阱工艺的晶体管,衬底和源极短接。其中输入管M1和M2的漏极电压由共模电压反馈模块决定,使输入信号有更大的摆幅;M1、M2的衬底和源极短接,VBS=0,消除了衬偏效应。

其小信号增益为:

M1的跨导gm1和运放的放大倍数A决定了该结构的线性度,在运放增益足够高时,该结构的线性度远大于传统源随器。

设计中通过调整电路参数使M1和M2的漏源电压远高于其过驱动电压VOV1、VOV2,保证晶体管M1、M2工作在饱和区。

为验证性能,图1和图2电路在CADENCE平台进行SPICE仿真。

仿真结果表明,在500fF电容负载,3.3V电源电压,本发明所提结构提高了源随器的线性度。

仿真结果如下表1和表2所示:

表1:差分输入信号摆幅2V,不同频率输入信号下两种结构的特性如下

表2:差分输入信号频率200MHz,不同摆幅下两种结构特性如下

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