带扩频功能的振荡器电路的制作方法

本实用新型涉及电路设计领域，特别涉及一种低静态噪声带扩频功能的振荡器电路。

背景技术：

D类功放具有高效率、低功耗的优点，被广泛应用在电视、手机等电器设备中。但是，其独特的开关特性会产生高的di/dt和dv/dt信号，且具有较宽的干扰带宽，这些电压和电流脉冲会分别在物理和寄生的电路元件中引入较大的交流电流，产生传导和辐射噪声。现有的技术通常采用带扩频功能的振荡器电路结构，该电路结构可以逐个周期“随机”改变锯齿波的频率，使得振荡器产生的锯齿波频率在中心频率附近变化，将原来集中在固定频率处的能量扩展到更多的相邻频率点，从而达到降低EMI(电磁干扰)的效果。但是，“随机”调制的载波频率通常会带来音频范围内的静态噪声，导致D类功放静态噪音提升。

因此，有必要提供一种改进的技术方案来解决上述静态噪声的问题。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于提供一种带扩频功能的振荡器电路，其可以降低载波频率因为随机调制而引起的静态噪声。

为了解决上述问题，本实用新型提供一种带扩频功能的振荡器电路，其包括振荡器模块和调制电路。所述振荡器模块包括第一电流源、第二电流源、第一开关、第二开关、电容和逻辑电路，其中，所述第一电流源连接于电源端和节点ISP之间，所述第一电流源输出的电流为基准充电电流，所述基准充电电流自电源端流向节点ISP；第一开关连接于节点ISP和节点O之间，第二开关连接于节点O和节点ISN之间；所述第二电流源连接于节点ISN和地节点之间，且所述第二电流源输出的电流为基准放电电流，所述基准放电电流自节点ISN流向地节点；电容连接于节点O和地节点之间。所述逻辑电路将节点O的电压与第一基准电压和第二基准电压进行比较，在节点O的电压小于等于第二基准电压时，输出第一逻辑电平的开关控制信号并锁定，以控制第一开关导通，第二开关截止，在节点O的电压等于或大于第一基准电压时输出第二逻辑电平的开关控制信号并锁定，以控制第二开关导通，第一开关截止，所述节点O的电压形成锯齿波振荡信号。所述调制电路包括周期调制模块和随机调制模块，所述周期调制模块输出周期性变化的第一调制充电电流至节点ISP，和/或从节点ISN抽取周期性变化的第一调制放电电流，以调制所述振荡器电路的扩频点的周期性分布，所述随机调制模块输出随机变化的第二调制充电电流至节点ISP，和/或从节点ISN抽取随机变化的第二调制放电电流，以调制所述振荡器电路的每个扩频点的抖频。

进一步的，所述周期调制模块包括周期计数器和多个第一调制单元，基于所述锯齿波振荡信号或所述开关控制信号形成所述周期计数器的时钟信号，所述周期计数器输出周期性变化的多位第一二进制数，每个第一调制单元能够产生预定权重的第一调制充电支流和预定权重的第一调制放电支流。每个第一调制单元的控制端与所述多位第一二进制数中对应的一位数字信号相连，每个第一调制单元基于其控制端接到的一位数字信号，控制其是否输出第一调制充电支流至所述节点ISP；控制其是否从所述节点ISN抽取第一调制放电支流，各个第一调制单元输出的第一调制充电支流汇集成与第一二进制数对应的第一调制充电电流；各个第一调制单元抽取的第一调制放电支流汇集成与第一二进制数对应的第一调制放电电流，由于第一二进制数周期性变化，第一调制充电电流和第一调制放电电流也会随之周期性变化。

进一步的，每个第一调制单元以预定比率镜像所述基准充电电流而产生预定权重的第一调制充电支流，以预定比率镜像所述基准放电电流而产生预定权重的第一调制放电支流。

进一步的，所述第一调制单元包括MOS管M14、MOS管M15，开关K1，开关K2。其中，MOS管M14的源极与电源端相连，其漏极经开关K1与节点ISP相连，其栅极与节点VISP相连，开关K1的控制端与第一调制单元的控制端相连；MOS管M15的漏极经开关K2与节点ISN相连，其栅极与节点VISN相连，其源极与地节点相连，开关K2的控制端与所述第一调制单元的控制端相连。

进一步的，所述随机调制模块包括随机计数器和多个第二调制单元，所述随机计数器输出每个时钟周期随机变化的多位第二二进制数，基于所述锯齿波振荡信号或所述开关控制信号形成所述随机计数器的时钟信号，每个第二调制单元能够产生预定权重的第二调制充电支流和预定权重的第二调制放电支流，每个第二调制单元的控制端与所述多位第二二进制数中对应的一位数字信号相连，每个第二调制单元基于其控制端接到的一位数字信号，控制其是否输出第二调制充电支流给所述节点ISP；控制其是否从节点ISN抽取第二调制放电支流，各个第二调制单元输出的第二调制充电支流汇集成对应第二二进制数的第二调制充电电流，各个第二调制单元抽取的第二调制放电支流汇集成对应第二二进制数的第二调制放电电流，由于第二二进制数随机变化，第二调制充电电流和第二调制放电电流也会随之随机变化。

进一步的，每个第二调制单元以预定比率镜像所述基准充电电流而产生预定权重的第二调制充电支流，以预定比率镜像所述基准放电电流而产生预定权重的第二调制放电支流。

进一步的，所述第二调制单元包括MOS管M16、MOS管M17，开关K3，开关K4，其中，MOS管M16的源极与电源端相连，其漏极经开关K3与节点ISP相连，其栅极与节点VISP相连，开关K3的控制端与第二调制单元的控制端相连；MOS管M17的漏极经开关K4与节点ISN相连，其栅极与节点VISN相连，其源极与地节点相连，开关K4的控制端与所述第二调制单元的控制端相连。

进一步的，第一调制充电电流和第一调制放电电流的可变化的最小值大于第二调制充电电流和第二调制放电电流的可变化的最小值，或者，第一调制充电电流和第一调制放电电流的可变化的最小值大于第二调制充电电流和第二调制放电电流的可变化的最大值。

进一步的，所述第一电流源和第二电流源包括基准电流源、MOS管M4、MOS管M7、MOS管M9、MOS管M10、MOS管M11。其中，MOS管M4、MOS管M7和MOS管M9的源极均与电源端相连，MOS管M4的栅极与MOS管M4的漏极相连；基准电流源连接于MOS管M4的漏极和地节点之间，且基准电流源输出的电流称为基准电流，所述基准电流自所述MOS管M4的漏极流向地节点；MOS管M4、MOS管M7、MOS管M9的栅极均与节点VISP相连，MOS管M7的漏极与MOS管M10的漏极相连；MOS管M10的栅极和漏极均与节点VISN相连，其源极与地节点相连；MOS管M9的漏极与节点ISP相连；MOS管M11的漏极与节点ISN相连，其源极与地节点相连，其栅极与节点VISN 相连。

进一步的，所述振荡器模块还包括基准电压产生电路，所述基准电压产生电路包括MOS管M5，电阻R5和R6。其中，MOS管M5的源极与电源端相连，其栅极与节点VISP相连，其漏极与节点A相连；电阻R5的一端与节点A相连，其另一端与节点B相连；电阻R6的一端与节点B相连，其另一端与地节点相连。所述节点A的电压为所述第一基准电压，节点B的电压为所述第二基准电压。

进一步的，所述基准电流源包括MOS管M3，电阻R1、R2、R3和R4，以及运算放大器OPA。其中，电阻R1、R2和R3依次串联于电源端与地节点之间；所述运算放大器的正向输入端与电阻R2和R3之间的连接节点相连，其负向输入端经电阻R4与地节点相连；所述MOS管M3的漏极与MOS管M4的漏极相连，所述MOS管M3的栅极与运算放大器OPA的输出端相连，所述MOS管M3的源极与运算放大器OPA的负向输入端相连。

进一步的，所述逻辑电路包括第一比较器、第二比较器、第一与非门和第二与非门，第一比较器的正向输入端与第一基准电压相连，其负向输入端与第二比较器的正向输入端以及节点O相连，第二比较器的负向输入端与第二基准电压相连；第一与非门的第一输入端与第一比较器的输出端相连，其第二输入端与第二与非门的输出端相连；第一与非门的输出端与逻辑电路的输出端相连；第二与非门的第一输入端与第一与非门的输出端相连，其第二输入端与第二比较器的输出端相连，其中，第一基准电压的电压值大于第二基准电压的电压值。

与现有技术相比，本实用新型中的带扩频功能的振荡器电路，其采用周期调制和随机调制相结合的调制方式，从而降低载波频率因为随机调制而引起的静态噪声。

【附图说明】

为了更清楚地说明本实用新型实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。其中：

图1为本实用新型中的振荡器电路在一个实施例中的电路示意图；

图2为图1所示的振荡器电路在一个具体实施例中的电路示意图；

图3为图2中的一个第一调制单元在一个实施例中的电路示意图；和

图4为图2中的一个第二调制单元在一个实施例中的电路示意图。

【具体实施方式】

为使本实用新型的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本实用新型作进一步详细的说明。

此处所称的“一个实施例”或“实施例”是指可包含于本实用新型至少一个实现方式中的特定特征、结构或特性。在本说明书中不同地方出现的“在一个实施例中”并非均指同一个实施例，也不是单独的或选择性的与其他实施例互相排斥的实施例。除非特别说明，本文中的连接、相连、相接的表示电性连接的词均表示直接或间接电性相连。

请参考图1所示，其为本实用新型中的振荡器电路在一个实施例中的电路示意图。图1所示的振荡器电路包括振荡器模块100和调制电路200。

所述振荡器模块100包括第一电流源110、第二电流源120、第一开关M12、第二开关M13、电容C1和逻辑电路130。其中，所述第一电流源I1连接于电源端VDDA和节点ISP之间，所述第一电流源I1输出的电流称为基准充电电流I1，所述基准充电电流I1自电源端VDDA流向节点ISP；第一开关M12连接于节点ISP和节点O之间，第二开关M13连接于节点O和节点ISN之间；所述第二电流源120连接于节点ISN和地节点GNDA之间，且所述第二电流源120输出的电流称为基准放电电流I2，所述基准放电电流I2自节点ISN流向地节点GNDA；电容C1连接于节点O和地节点GNDA之间。

所述逻辑电路130的第一输入端与第一基准电压VREFH相连，其第二输入端与第二基准电压VREFL相连，其第三输入端与节点O相连，其输出端与开关M12和M13的控制端相连。所述逻辑电路130基于节点O的电压与第一基准电压VREFH和第二基准电压VREFL的比较结果，通过其输出端输出一开关控制信号VOSC0，该开关控制信号VOSC0用于控制第一开关M12和第二开关M13交替导通。

在图1所示的实施例中，所述逻辑电路130包括第一比较器COMP1、第二比较器COMP2、第一与非门NAND1和第二与非门NAND2，其中，第一比较器COMP1的正向输入端与第一基准电压VREFH相连，其负向输入端与第二比较器COMP2的正向输入端以及所述节点O相连，第二比较器COMP2的负向输入端与第二基准电压VREFL相连；第一与非门NAND1的第一输入端与第一比较器COMP1的输出端相连，其第二输入端与第二与非门NAND2的输出端相连；第一与非门NAND1的输出端与逻辑电路130的输出端VOSC0相连；第二与非门NAND2的第一输入端与第一与非门NAND1的输出端相连，其第二输入端与第二比较器COMP2的输出端相连，其中，第一基准电压VREFH的电压值大于第二基准电压VREFL的电压值。

在图1中，电容C1的电压(即节点O的电压)在充放电电流影响下升高或降低，以形成锯齿波振荡信号VSAW。锯齿波振荡信号VSAW在通过逻辑电路130处理后变成开关控制信号VOSC0，该开关控制信号VOSC0控制开关M12和M13交替导通或关断，从而改变电容C1的充放电状态。具体的，当节点O的电压小于第二基准电压VREFL时，逻辑电路130的输出端输出第一逻辑电平(比如低电平)的开关控制信号VOSC0并锁定，此时第一开关M12导通、第二开关M13关断，从而使电容C1进入充电状态，所述基准充电电流I1通过所述第一开关M12给所述电容C1充电，所述节点O的电压会逐渐升高；在节点O的电压大于第一基准电压VREFH时，所述逻辑电路130的输出端输出第二逻辑电平(比如高电平)的开关控制信号VOSC0并锁定，此时，第一开关M12关断、第二M13导通，从而使电容C1进入放电状态，所述基准放电电流I2通过所述第二开关M13给所述电容C1放电，所述节点O的电压会逐渐降低。

在图1所示的实施例中，所述第一开关为MOS管M12，所述第二开关为MOS管M13，其中，所述MOS管M12的源极与节点ISP相连，其漏极与节点O相连，其栅极与所述逻辑电路130的输出端相连；所述MOS管M13的漏极与节点O相连，其源极与节点ISN相连，其栅极与所述逻辑电路130的输出端相连。

请继续参考图1所示，所述调制电路200包括周期调制模块210和随机调制模块220。

基于所述锯齿波振荡信号VSAW或开关控制信号VOSC0可以产生所述周期调制模块210和随机调制模块220的时钟信号VOSC。基于所述时钟信号VOSC，所述周期调制模块210输出周期性变化的第一调制充电电流IP1节点ISP，和/或从节点ISN抽取周期性变化的第一调制放电电流IN1，以调制振荡器电路的扩频点的周期性分布。基于所述时钟信号VOSC，所述随机调制模块220输出随机变化的第二调制充电电流IP2至节点ISP，和/或从节点ISN抽取随机变化的第二调制放电电流IN2，以调制振荡器电路的每个扩频点的抖频。

需要说明的是，所述时钟信号VOSC可以为所述逻辑电路130的输出端输出的开关控制信号VOSC0，也可以为逻辑电路130的第一与非门NAND1的第一输入端接收的信号VOSC1，还可以为逻辑电路130的第二与非门NAND2的第二输入端接收的信号VOSC2。

请参考图2所示，其为图1所示的振荡器电路在一个具体实施例中的电路示意图。图2所示的振荡器电路包括振荡器模块300和调制电路400。

与图1中的逻辑电路130相比，图2中的逻辑电路330还包括反相器INV1、INV2、INV3和INV4。其中，反相器INV1的输入端与第一比较器COMP1的输出端相连，反相器INV1输出端与反相器INV2的输入端相连，反相器INV2的输出端与第一与非门NAND1的第一输入端相连；反相器INV3的输入端与第二比较器COMP2的输出端相连，反相器INV3的输出端与反相器INV4的输入端相连，反相器INV4的输出端与第二与非门NAND2的第二输入端相连。

与图1中的振荡器模块100相比，图2中的振荡器模块300中的第一电流源和第二电流源包括基准电流源312、MOS管M4、M7、M8、M9、M10和M11。其中，MOS管M4、M7和M9的源极均与电源端VDDA相连，MOS管M4的栅极与MOS管M4的漏极相连；基准电流源312连接于MOS管M4的漏极和地节点GNDA之间，且基准电流源312输出的电流称为基准电流I0，所述基准电流I0自所述MOS管M4的漏极流向地节点GNDA；MOS管M4、M7和M9的栅极均与节点VISP相连，MOS管M7的漏极与MOS管M8的源极相连，MOS管M8的栅极与使能信号EN相连，MOS管M8的漏极与MOS管M10的漏极相连；MOS管M10的栅极和漏极均与节点VISN相连，其源极与地节点GNDA相连；MOS管M9的漏极与节点ISP相连；MOS管M11的漏极与节点ISN相连，其源极与地节点GNDA相连，其栅极与节点VISN相连。MOS管M4、M5、M7和M9构成电流镜，MOS管M10和M11也构成电流镜。其中，MOS管M9镜像MOS管M4的电流，以得到所述基准充电电流I1；MOS管M11镜像MOS管M10的电流，以得到所述基准放电电流I2。

在图2所示的实施例中，所述基准电流源312包括MOS管M1、M2和M3，电阻R1、R2、R3和R4，以及运算放大器OPA。其中，MOS管M1的源极与电源端VDDA相连，其栅极与使能信号EN相连，电阻R1、R2和R3依次串联于MOS管M1的漏极与地节点GNDA之间；MOS管M2的栅极与电阻R1和R2之间的连接节点相连，MOS管的源极和漏极均与地节点GNDA相连；所述运算放大器OPA的正向输入端与电阻R2和R3之间的连接节点相连，其负向输入端经电阻R4与地节点GNDA相连；所述MOS管M3的漏极与MOS管M4的漏极相连，所述MOS管M3的栅极与运算放大器OPA的输出端相连，所述MOS管M3的源极与运算放大器OPA的负向输入端相连。

与图1中的振荡器模块100相比，图2所示的荡器模块300还包括基准电压产生电路340，所述基准电压产生电路340包括MOS管M5、M6，电阻R5和R6。其中，MOS管M5的源极与电源端VDDA相连，其栅极与节点VISP相连，其漏极与MOS管M6的源极相连；MOS管M6的栅极与使能信号EN相连，其漏极与节点A相连；电阻R5的一端与节点A相连，其另一端与节点B相连；电阻R6的一端与节点B相连，其另一端与地节点GNDA相连。所述节点A的电压为所述第一基准电压VREFH，节点B的电压为所述第二基准电压VREFL。

在图2所示的实施例中，MOS管M1、M4、M5、M6、M7、M8、M9和M12为PMOS晶体管；MOS管M2、M3、M10和M11为NMOS晶体管。

在图2所示的实施例中，MOS管M1、M6和M8为使能开关，由使能信号EN控制MOS管M1、M6和M8导通或关断，从而控制振荡器模块300工作或不工作。在其他实施例中，M1、M6和M8可以被省略。

请继续参考图2所示，所述周期调制模块410包括周期计数器412和多个第一调制单元。

基于所述时钟信号VOSC，所述周期计数器412输出周期性变化的多位第一二进制数。每个第一调制单元能够产生预定权重的第一调制充电支流和预定权重的第一支流调制放电支流。每个第一调制单元的控制端CON与所述多位第一二进制数中对应的一位数字信号相连，每个第一调制单元基于其控制端CON接到的一位数字信号，控制其是否输出第一调制充电支流至所述节点ISP；控制其是否从所述节点ISN抽取第一调制放电支流。各个第一调制单元输出的第一调制充电支流汇集成与第一二进制数对应的第一调制充电电流IP1；各个第一调制单元抽取的第一调制放电支流汇集成与第一二进制数对应的第一调制放电电流IN1。由于第一二进制数周期性变化，第一调制充电电流和第一调制放电电流也会随之周期性变化。每个第一调制单元以预定比率镜像所述基准充电电流而产生预定权重的第一调制充电支流，以预定比率镜像所述基准放电电流而产生预定权重的第一调制放电支流。

在图2所示的实施例中，所述周期计数器412包括依次串联的若干D触发器，除最后一个D触发器外，相邻的两个D触发器中，前一个D触发器的输出端Q与后一个D触发器的输入端D相连，每个D触发器的时钟端CLK均与所述周期调制模块410的时钟端VOSC相连；最后一个D触发器的输出端Q与第一个D触发器的输入端D相连。这样，从所述周期计数器412中选择多个D触发器的输出端作为所述周期计数器412的多位输出端，以输出周期性变化的所述多位第一二进制数。

请继续参考图2所示，所述随机调制模块420包括随机计数器422和多个第二调制单元。

基于所述时钟信号VOSC，所述随机计数器422输出随机变化的多位第二二进制数。每个第二调制单元能够产生预定权重的第二调制充电支流和预定权重的第二支流调制放电支流。

每个第二调制单元的控制端CON与所述多位第二二进制数中对应的一位数字信号相连。每个第二调制单元基于其控制端CON接到的一位数字信号，控制其是否输出第二调制充电支流给所述节点ISP；控制其是否从节点ISN抽取第二调制放电支流。各个第二调制单元输出的第二调制充电支流汇集成对应第二二进制数的第二调制充电电流IP2；各个第二调制单元抽取的第二调制放电支流汇集成对应第二二进制数的第二调制放电电流IN2。由于第二二进制数随机变化，第二调制充电电流和第二调制放电电流也会随之随机变化。每个第二调制单元以预定比率镜像所述基准充电电流而产生预定权重的第二调制充电支流，以预定比率镜像所述基准放电电流而产生预定权重的第二调制放电支流。

在图2所示的实施例中，所述随机计数器422包括反馈单元4222和依次串联的若干D触发器相邻的两个D触发器中，前一个D触发器的输出端Q与后一个D触发器的输入端D相连，每个D触发器的时钟端CLK均与所述随机调制模块420的时钟端VOSC相连，第一D触发器的输入端D与一反馈单元500相连，所述反馈单元500输出随机变化的电平信号给第一D触发器的输入端D。这样，从所述随机计数器422中选择多个D触发器的输出端作为所述随机计数器422的多位输出端，以输出所述多位第二二进制数。

在一个实施例中，第一调制充电电流和第一调制放电电流的可变化的最小值大于第二调制充电电流和第二调制放电电流的可变化的最小值。优选的，第一调制充电电流和第一调制放电电流的可变化的最小值大于第二调制充电电流和第二调制放电电流的可变化的最大值。这样，可以利用较大变化的第一调制充电电流和第一调制放电电流调制所述振荡器电路的扩频点的周期性分布，利用较小变化的第二调制充电电流和第二调制放电电流调制所述振荡器电路的每个扩频点的抖频。

请参考图3所示，其为图2中的一个第一调制单元在一个实施例中的电路示意图。

图3所示的第一调制单元包括MOS管M14、M15，第三开关K1，第四开关K2。其中，MOS管M14的源极与电源端VDDA相连，其漏极经开关K1与节点ISP相连，其栅极与节点VISP相连，开关K1的控制端与第一调制单元的控制端CON相连。MOS管M15的漏极经开关K2与节点ISN相连，其栅极与节点VISN相连，其源极与地节点相连，开关K2的控制端与所述第一调制单元的控制端CON相连。

请参考图4所示，其为图2中的一个第二调制单元在一个实施例中的电路示意图。

图4所示的第二调制单元包括MOS管M16、M17，第五开关K3，第六开关K4。其中，MOS管M16的源极与电源端VDDA相连，其漏极经开关K3与节点ISP相连，其栅极与节点VISP相连，开关K3的控制端与第二调制单元的控制端CON相连。MOS管M17的漏极经开关K4与节点ISN相连，其栅极与节点VISN相连，其源极与地节点相连，开关K4的控制端与所述第二调制单元的控制端CON相连。

综上所述，本实用新型中的振荡器电路，采用一种周期调制和随机调制相结合的调制方式，降低载波频率因为随机调制而引起的静态噪声。本实用新型的关键点是采用周期性调制设定扩频点分布，采用随机性调制在每个扩频点进行抖频。通过周期性调制把扩频调制对应的频率分量设定在人耳可听的音频范围之外。

在本实用新型中，“连接”、相连、“连”、“接”等表示电性相连的词语，如无特别说明，则表示直接或间接的电性连接。

需要指出的是，熟悉该领域的技术人员对本实用新型的具体实施方式所做的任何改动均不脱离本实用新型的权利要求书的范围。相应地，本实用新型的权利要求的范围也并不仅仅局限于前述具体实施方式。