无比较器的RC张弛振荡器的制作方法

本发明涉及一种rc张弛振荡器，特别是涉及一种无比较器的rc张弛振荡器。

背景技术：

时钟电路广泛应用在植入式医疗器件、无线传感器网络等低功耗的电子设备中。例如，在无线传感器网络中，时钟电路作为计时器，周期性的唤醒节点收发信号。当节点同步传输信号时，振荡器的频率的稳定性至关重要。在无线通信中，接收器和发射器必须保持同步，以保证数据包能够正确传送，这也要求时钟信号具有稳定的频率。rc张弛振荡器具有低功耗，易于片上集成的特点，非常适合于应用在这些低功耗电子设备中。

参照图5。文献“s.l.j.gierkinkande.vantuij,acoupledsawtoothoscillatorcombininglowjitterwithhighcontrollinearity[j],ieeejournalofsolid-statecircuits,vol.37,no.6,pp.702-710,jun2002.”公开了一种张弛振荡器电路。该结构主要包括一个电容充放电电路、两个比较器和一个rs触发器。在充放电电路中，充电电流源iref1与开关s1的一端相连，放电电流源iref2与开关s2一端相连，开关s1和开关s2的另一端连接到电容c正端，电容c的负端接地。电容c的正端vc与比较器cmp1的同相端和比较器cmp2的反向端相连，比较器cmp1的反向端连接参考电平vh，比较器cmp2的同相端连接参考电平vl。比较器cmp1的输出连接rs触发器的r端，比较器cmp2的输出连接rs触发器的s端。rs触发器的输出端q端控制开关s1，rs触发器的输出端控制开关s2。当电容上的电压vc超过比较器cmp1的阈值电压vh时，比较器cmp1的输出翻转，rs触发器的输出q变为高电平。开关s1关断，开关s2导通，电容c上的电荷通过放电支路开始放电。当电容c上的电压vc低于比较器cmp2的阈值电压vl时，比较器cmp2的输出翻转，rs触发器的输出q变为低电平。开关s1导通，开关s2关断，电容c通过充电支路开始充电，如此循环。振荡器的周期与充放电电流iref1和iref2、电容c以及参考电压vh和参考电压vl有关。该rc张弛振荡器存在以下缺点：1)比较器的失调随着温度、电压、工艺的变化而变化，导致振荡器的频率不稳定。2)比较器的延迟时间随着温度、电压、工艺的变化而变化，导致振荡器的频率不稳定。

技术实现要素：

为了克服现有rc张弛振荡器频率稳定性差的不足，本发明提供一种无比较器的rc张弛振荡器。该rc张弛振荡器包括电容充放电电路、缓冲器、多路选择器和伪反相器链。电容充放电电路的输出端vramp与缓冲器的输入端相连；缓冲器的输出端vh和输出端vl与多路选择器的输入端相连；多路选择器的输出端vls与反相器链的输入端相连；反相器链的输出端φ和输出端与电容充放电电路和多路选择器的输入端相连。本发明通过产生具有阶跃电压的周期性三角波信号，并利用伪反相器判断三角波信号的平均电压，产生周期性的时钟信号。该方法不使用比较器，避免了比较器失调和延迟对振荡器频率的影响，频率稳定性好。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：一种无比较器的rc张弛振荡器，其特点是包括电容充放电电路1、缓冲器2、多路选择器3和伪反相器链4。电容充放电电路1的输出vramp与缓冲器2的输入相连；缓冲器的输出vh和输出vl与多路选择器3的输入相连；多路选择器3的输出vls与伪反相器链4的输入相连；伪反相器链4的输出φ和输出与电容充放电电路1和多路选择器3的输入相连。

所述电容充放电电路1由充电电流源iref1、放电电流源iref2、开关s1、开关s2和电容c组成。开关s1的一端与充电电流源iref1相连，另一端与电容正端vramp相连；开关s2的一端与放电电流源iref2相连，另一端与电容正端vramp相连。开关s1和开关s2分别由伪反相器链4的输出φ和输出控制。电容负端接地，电容的正端为电容充放电电路1的输出vramp。电容充放电电路1产生占空比为50％的三角波信号vramp，三角波信号vramp输入到缓冲器2，产生两个有直流电平差的三角波信号vh和三角波信号vl，三角波信号vh和三角波信号vl输入到多路选择器3，产生具有阶跃电压的三角波信号vls，具有阶跃电压的三角波信号vls输入到伪反相器链4，产生两个占空比为50％，相位差为180°的方波信号φ和方波信号方波信号φ和方波信号反馈到电容充放电电路1和多路选择器3。

所述缓冲器2由nmos管m0，电阻r和电流源iref3组成。nmos管m0，其栅极与电容充放电电路1的输出vramp相连，其漏极与电源相连，其源极与电阻r的一端相连。电阻r的另一端与电流源iref3相连。电阻r的两端分别为缓冲器2的输出vh和输出vl。

所述多路选择器3由开关s3和开关s4组成二选一的多路选择器。开关s3的一端与缓冲器2的输出vh相连，另一端与伪反相器链4的输入vls相连。开关s4的一端与缓冲器2的输出vl相连，另一端与伪反相器链4的输入vls相连。开关s3和开关s4分别由伪反相器链4的输出φ和输出控制。

所述伪反相器链4由四级伪反相器组成。第一级伪反相器inv1的输入与多路选择器3的输出vls相连；第二级伪反相器inv2的输入与第一级伪反相器inv1的输出相连；第三级伪反相器inv3的输入与第二级伪反相器inv2的输出相连；第四级伪反相器inv4的输入与第三级伪反相器inv3的输出相连。第三级伪反相器的输出为φ，第四级伪反相器的输出为

本发明的有益效果是：该rc张弛振荡器包括电容充放电电路、缓冲器、多路选择器和伪反相器链。电容充放电电路的输出端vramp与缓冲器的输入端相连；缓冲器的输出端vh和输出端vl与多路选择器的输入端相连；多路选择器的输出端vls与反相器链的输入端相连；反相器链的输出端φ和输出端与电容充放电电路和多路选择器的输入端相连。本发明通过产生具有阶跃电压的周期性三角波信号，并利用伪反相器判断三角波信号的平均电压，产生周期性的时钟信号。该方法不使用比较器，避免了比较器失调和延迟对振荡器频率的影响，频率稳定性好。

下面结合附图和具体实施方式对本发明作详细说明。

附图说明

图1是本发明无比较器的rc张弛振荡器的结构框图。

图2是本发明无比较器的rc张弛振荡器电路的原理图。

图3是本发明无比较器的rc张弛振荡器工作原理示意图。

图4是本发明实施例无比较器的rc张弛振荡器的电路图。

图5是背景技术rc张弛振荡器的电路图。

图中，1-电容充放电电路，2-缓冲器，3-多路选择器，4-伪反相器链。

具体实施方式

以下实施例参照图1～4。

本发明无比较器的rc张弛振荡器包括电容充放电电路1、缓冲器2、多路选择器3和伪反相器链4。

所述电容充放电电路1由电流镜像电路、充电支路、放电支路以及电容c组成。其中，电流镜像电路由pmos管m1、pmos管m2和pmos管m4组成；充电支路由pmos管m3和pmos管m7组成；放电支路由nmos管m5和nmos管m8组成。pmos管m1、m2、m3，其栅极相连，构成电流镜结构；其源极相连，并连接到电源。nmos管m4与nmos管m5，其栅极相连，构成电流镜结构；其源极相连，并连接到地。pmos管m3的漏极与pmos管m7的源极相连，构成充电支路。nmos管m5的漏极与nmos管m8的源极相连，构成放电支路。pmos管m7的漏极和nmos管m8的漏极与电容c的正端相连，电容c的正端为电容充放电电路1的输出vramp。pmos管m7与pmos管m8的栅极相连，并与伪反相器链4的输出φ相连。

参考电流iref由电流产生电路产生，通过pmos管m1镜像到pmos管m2和pmos管m3，通过nmos管m4镜像到nmos管m5。pmos管m7和nmos管m8为开关器件。当pmos管m7/nmos管m8的栅极为低电平时，pmos管m7导通，流过pmos管m3和pmos管m7的电流对电容c进行充电，电容c上的电压线性升高。当pmos管m7/nmos管m8的栅极为高电平时，nmos管m8导通，流过nmos管m8和nmos管m5的电流对电容c进行放电，电容c上的电压线性降低。采用这种工作方式，在电容c上产生周期性的三角波信号。

所述缓冲器2由nmos管m0，电阻r和nmos管m6组成。nmos管m0，其栅极与电容充放电电路1的输出vramp相连，其漏极与电源相连，其源极与电阻r的一端相连。nmos管m6，其栅极与m4的栅极相连，其漏极与电阻r的另一端相连，其源极与地相连。nmos管m0的源极为缓冲器的一个输出vh，nmos管m6的漏极为缓冲器的另一个输出vl。

缓冲器2的输出vh和输出vl的电压能够跟随电容充放电电路1的输出vramp变化，并且始终比电容充放电电路1的输出vramp电压低一个固定的直流量。nmos管m0的衬底和源极连接，从而避免了沟道调制效应，使nmos管m0的阈值电压保持不变，从而使nmos管m0的栅源电压差恒定。

所述多路选择器3由nmos管m19和nmos管m20组成二选一的多路选择器。nmos管m19，其栅极与伪反相器链4的输出相连，其漏极与缓冲器的输出vh相连。nmos管m20，其栅极与伪反相器链4的输出φ相连，其漏极与缓冲器的输出vl相连。nmos管m19与nmos管m20，其源极相连，并作为多路选择器的输出vls。

多路选择器3根据伪反相器链4的输出φ和输出选择缓冲器2的输出vh或输出vl的信号传输到多路选择器3的输出vls，使电路工作在两种状态下。当电容充放电电路1的输出vramp的电压上升时，多路选择器3使缓冲器2的输出vh的信号传输到多路选择器3的输出vls。多路选择器3的输出vls的电压随着电容充放电电路1的输出vramp电压上升而上升，当多路选择器3的输出vls的电压超过反相器阈值时，电路转换到另一种工作状态。电容充放电电路1的输出vramp的电压开始下降，多路选择器使缓冲器2的输出vl的信号传输到多路选择器3的输出vls。多路选择器3的输出vls电压随着电容充放电电路1的输出vramp电压下降而下降，当多路选择器3的输出vls的电压低于反相器阈值时，电路工作状态再次转换。

所述伪反相器链4由四级伪反相器组成。由于多路选择器3的输出vls的电压为中间电平的电压，采用传统的反相器判断电平高低会产生很大的短路电流。采用伪反相器结构，可以避免短路电流。第一级伪反相器是在传统反相器的pmos管m9/nmos管m10的源极分别增加了限流电阻rp1-rp2/rn1-rn2，并且增加了pmos管m11和nmos管m12产生一定的迟滞。并且，伪反相器的延迟时间由电阻rp1-rp2/rn1-rn2的值决定，通过调整电阻的大小可以改变伪反向器的延迟时间。为了进一步减小短路电流，pmos管m9和nmos管m10采用高阈值电压的器件实现。第二级反相器采用传统的反相器结构，pmos管m13和nmos管m14仍然使用高阈值电压器件，以避免短路电流。第三级采用传统反相器结构，pmos管m15和nmos管m16均使用普通阈值电压器件。第四级反相器采用传统反相器结构，pmos管m17和nmos管m18均使用普通阈值电压器件。

本发明的原理：

参照图2-3。在状态φ＝0时，开关s1和开关s4导通，开关s2和开关s3关断。电容c通过电流源iref1对节点vramp充电，节点vramp的电压上升，节点vls跟随节点vramp的电压。当节点vls的电压超过反相器链的阈值电压时，输出信号φ翻转，电路转换到φ＝1的状态，使开关s1和开关s4关断，开关s2和开关s3导通，节点vls从电压vh阶跃到电压vl，电容c通过电流源iref2对节点vramp进行放电，节点vramp的电压开始下降。当节点vls的电压低于反相器链的阈值电压时，输出信号φ翻转，电路转换到φ＝0的状态，节点vls从电压vh阶跃到电压vl。每次状态切换时，节点vls的阶跃电压δv为

δv＝vh-vl＝iref×r(1)

根据电容c的充放电关系，

c×δv＝iref×t/2(2)

由式(1)和(2)得到振荡器的时钟周期t为

t＝2×r×c(3)

根据式(3)，振荡器的时钟频率由电阻r和电容c决定，与充放电电流大小和反相器链的阈值电压无关。该电路没有使用比较器，从而避免了比较器的失调和延时随工艺、电压、温度的变化对时钟频率的影响。