基于跨导管本振开关融合结构的上变频器的制作方法

本发明涉及一种上变频器，尤其涉及一种基于跨导管本振开关融合结构的上变频器。

背景技术：

上变频器是射频发射链路中的一个核心模块，负责将模拟基带信号搬移至载波频率，通常应具备较高的线性度以防止输出频谱扩散。传统上变频结构通常用ota和反馈实现高线性度电压-电流转换，将输入电压直接传递到电阻两端转化成线性电流，再通过本振开关级对电流进行频域变换。传统结构从上往下分别层叠了电流源、跨导级、本振开关级和负载级。在近阈值电压条件下，ota的输出电压必须不低于两个过驱动电压、阈值电压、输入信号摆幅之和。考虑到ota的输出电压与电源电压之间尚存在部分压降，该结构将很难获得可正常工作的电压裕度。若将尾电流源偏置在线性区以及降低信号摆幅以维持电路功能，则转换增益和线性度将面临严重的恶化。

技术实现要素：

发明目的：针对以上问题，本发明提出一种基于跨导管本振开关融合结构的上变频器，可以工作在0.6v以下的电源电压下并保持较高的转换增益和线性度。

技术方案：为实现本发明的目的，本发明所采用的技术方案是：一种基于跨导管本振开关融合结构的上变频器，包括本振开关和跨导管，本振开关为rc耦合，本振开关产生中频电流并对其进行周期切换；本振信号通过电容耦合方式作用于晶体管，中频信号通过运放负反馈环路为晶体管提供偏置电压；偏置电压与晶体管栅极之间通过电阻连接，实现本振信号和中频信号的隔离；电路通过在差分对两端跨接电阻的方式实现输入电压-电流转换。

基于跨导管本振开关融合结构的上变频器，包括第一n型金属氧化物晶体管、第二n型金属氧化物晶体管、第三n型金属氧化物晶体管、第四n型金属氧化物晶体管、第五n型金属氧化物晶体管、第六n型金属氧化物晶体管、第一误差放大器、第二误差放大器、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容、第六电容、第七电容、第一电感和第二电感。

其中，第一n型金属氧化物晶体管的源极接地，第一n型金属氧化物晶体管的栅极接第一偏置电压，第一n型金属氧化物晶体管的漏极接第一误差放大器的负输入端；第一误差放大器的正输入端接输入中频信号正极，第一误差放大器的输出端接第二电阻的负极；第二电阻的正极接第三n型金属氧化物晶体管的栅极，第三n型金属氧化物晶体管的源极接第一n型金属氧化物晶体管的漏极，第三n型金属氧化物晶体管的漏极接上混频器输出正极；第二电容的正端接本振信号负极，第二电容的负端接第三n型金属氧化物晶体管的栅极；第四n型金属氧化物晶体管的源极接第一n型金属氧化物晶体管的漏极，第四n型金属氧化物晶体管的漏极接上变频器输出负极，第四n型金属氧化物晶体管的栅极接第三电阻的正极，第三电阻的负极接第一误差放大器的输出端；第三电容的正极接本振信号正极，第三电容的负极接第四n型金属氧化物晶体管的栅极；第二n型金属氧化物晶体管的源极接地，第二n型金属氧化物晶体管的栅极接第一偏置电压，第二n型金属氧化物晶体管的漏极接第一电阻的正极，第一电阻的负极接第一n型金属氧化物晶体管的漏极；第一电容的正极接第一n型金属氧化物晶体管的漏极，第一电容的负极接第二n型金属氧化物晶体管的漏极；第二误差放大器的负输入端接第二n型金属氧化物晶体管的漏极，第二误差放大器的正输入端接输入中频信号的负极；第二误差放大器的输出端接第五电阻的负极，第五电阻的正极接第六n型金属氧化物晶体管的栅极；第六n型金属氧化物晶体管的源极接第二n型金属氧化物晶体管的漏极，第六n型金属氧化物晶体管的漏极接上变频器输出负极；第五电容的正极接本振信号负极，第五电容的负极接第六n型金属氧化物晶体管的栅极；第五n型金属氧化物晶体管的源极接第二n型金属氧化物晶体管的漏极，第五n型金属氧化物晶体管的漏极接上变频器输出正极，第五n型金属氧化物晶体管的栅极接第四电阻的负极，第四电阻的正极接第二误差放大器的输出端；第四电容的正极接本振信号正极，第四电容的负极接第五n型金属氧化物晶体管的栅极；第一电感的正极接上变频器输出正极，第一电感的负极接电源；第六电容的正极接上变频器输出正极，第六电容的负极接电源；第二电感的正极接上变频器输出负极，第二电感的负极接电源；第七电容的正极接上变频器输出负极，第七电容的负极接电源。

有益效果：本发明相对于现有技术，具有以下效果：(1)提出了跨导管/本振开关融合思想，解决了传统线性跨导上变频器在低电压条件下无法工作的问题；(2)本振开关管的实际栅极电压为误差放大器的输出电压与本振信号的摆幅之和，因此即使误差放大器输出电压受电源电压限制，本振开关管的源极电压仍然可以升高到电源电压的一半左右，从而提高了尾电流源的输出阻抗并可容纳更高输入电压摆幅。

附图说明

图1是本发明所述的基于跨导管本振开关融合结构的上变频器电路图；

图2是本发明输入信号、跨导电阻两端电压以及本振管栅极电压的时域波形图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案作进一步的说明。

如图1所示是本发明所述的基于跨导管本振开关融合结构的上变频器，将本振开关的功能和跨导管进行融合，本振开关为rc耦合方式，射频本振信号通过电容耦合至本振管栅极，而误差放大器则通过耦合电阻动态调节本振管的偏置电压，以保证电阻两端的中频电压与输入信号保持一致，从而使流过本振开关的电流与输入电压成正比。由于中频信号和本振信号频率相差悬殊，本振信号到ota输出端的泄露信号可以被电阻两端的滤波电容有效去除；而ota输出电压与本振信号之间有较高阻值的耦合电阻进行隔离，避免了信号之间的干扰。

如图1所示，基于跨导管本振开关融合结构的上变频器可工作于低电压，包括：第一n型金属氧化物晶体管(以下简称nmos管)n1、第二nmos管n2、第三nmos管n3、第四nmos管n4、第五nmos管n5、第六nmos管n6、第一误差放大器a1、第二误差放大器a2、第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、第四电阻r4、第五电阻r5、第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第四电容c4、第五电容c5、第六电容c6、第七电容c7、第一电感l1、第二电感l2。

其中，第一nmos管n1的源极接地，n1的栅极接第一偏置电压，n1的漏极接第一误差放大器a1的负输入端；第一误差放大器a1的正输入端接输入中频信号正极，a1的输出端接第二电阻r2的负极；第二电阻r2的正极接第三nmos管n3的栅极，n3的源极接n1的漏极，n3的漏极接上混频器输出正极；第二电容c2的正端接本振信号负极，c2的负端接n3的栅极；第四nmos管n4的源极接n1的漏极，n4的漏极接上变频器输出负极，n4的栅极接第三电阻r3的正极，r3的负极接a1的输出端；第三电容c3的正极接本振信号正极，c3的负极接n4的栅极；第二nmos管n2的源极接地，n2的栅极接第一偏置电压，n2的漏极接第一电阻r1的正极，r1的负极接n1的漏极；第一电容c1的正极接n1的漏极，c1的负极接n2的漏极；第二误差放大器a2的负输入端接n2的漏极，a2的正输入端接输入中频信号的负极；a2的输出端接第五电阻r5的负极，r5的正极接第六nmos管n6的栅极；第六nmos管n6的源极接n2的漏极，n6的漏极接上变频器输出负极；第五电容c5的正极接本振信号负极，c5的负极接n6的栅极；第五nmos管n5的源极接n2的漏极，n5的漏极接上变频器输出正极，n5的栅极接第四电阻r4的负极，第四电阻r4的正极接a2的输出端；第四电容c4的正极接本振信号正极，c4的负极接n5的栅极；第一电感l1的正极接上变频器输出正极，l1的负极接电源；第六电容c6的正极接上变频器输出正极，c6的负极接电源；第二电感l2的正极接上变频器输出负极，l2的负极接电源；第七电容c7的正极接上变频器输出负极，c7的负极接电源。

本发明赋予本振开关管中频跨导和本振开关的双重作用，一方面通过减少晶体管层叠数目直接改善电压裕度；另一方面由于本振开关管的实际栅极电压为ota的输出电压与本振信号的摆幅之和，因此本振开关管的源极电压可以进一步升高，从而提高了尾电流源的输出阻抗并可容纳更高电压摆幅，由此保证了线性度和转换增益。

如图2所示为本发明的跨导管本振开关融合结构上变频器的输入信号、跨导电阻两端电压以及本振管栅极电压的时域波形。可以看出，在负反馈环路的作用下，电阻两端的电压始终跟随输入电压变化，确保进入本振开关的中频电流与输入电压保持线性关系。本振信号通过电容直接作用于本振开关管的栅极，而其包络则受误差放大器输出电压控制，包络的形状与输入信号基本保持一致；栅极电压的峰值可超出0.6v的电源电压，而误差放大器的输出电压不超过0.5v，尾电流管的漏极电压始终处于0.25v以上，保证了电路中各组态均可获得足够电压裕度。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。