具有电抗反馈的低噪声放大器的制作方法

文档序号:17486837发布日期:2019-04-20 06:53
具有电抗反馈的低噪声放大器的制作方法

本发明涉及放大器,尤其涉及低噪声放大器,更具体地说,涉及采用电感作为阻抗和噪声匹配以及增益提升机制的一部分的低噪声放大器。



背景技术:

通常希望改善放大器的增益,尤其是低功率RF接收器的增益。然而,除了提供增益之外,低噪声放大器具有明确定义的输入阻抗以使其与天线功率匹配以在RF前端中的这两个块之间进行最大功率传输也是重要的。应当理解,这对于使用已经非常低的电平的输入信号进行工作的低噪声放大器尤其重要。

某类低噪声放大器(LNA)使用单片变压器,其布置成通过互感跨放大元件(通常是一个或多个晶体管)创建负电抗反馈环路,以便对所述放大元件的输入端处的电流或电压提供一些控制。例如,通过将一部分输出电流馈送到具有本征电压至电流转移的放大元件的输入端,将输入电流和电压之间明确定义的关系公式化,从而定义输入阻抗(输入电流和电压的函数)。可以优化对特定组件特性(诸如绕组自感、变压器匝数比、互耦系数以及晶体管特性,例如跨导)的选择,以便设定期望的输入阻抗。例如,常见的期望单端输入阻抗为50Ω,以用于匹配RF应用中的50Ω天线。

在这样的装置中,与负反馈环路串联,跨所述放大元件的第二正电抗反馈环路可以用于增益提升。在一些装置中,使用三绕组变压器(具有三个独立但耦合的绕组的变压器)来提供正反馈环路和负反馈环路,例如,通过提供从一次绕组到二次绕组的负反馈和从二次绕组到三次绕组的正反馈。然而,在三次绕组和一次绕组之间存在不希望的互感,其降低了通过这种装置可以实现的整体增益提升机制和/或阻抗-噪声匹配。因此,虽然这提供了增大的增益,但增益仍然受到限制。此外,当实施为集成电路时,三绕组和多绕组变压器设计通常需要使用两个厚RF金属层(例如,Cu/Al)的制造工艺,使得高Q变压器可以是堆叠/叠加配置(因为互卷或同心几何结构不提供高互感)。由于两个厚金属层制造工艺更昂贵,所以这增加了最终产品的成本。



技术实现要素:

根据本发明,提供一种放大器,包括:放大元件,具有输入侧和输出侧;第一变压器,位于放大元件的输出侧,布置成将来自放大元件的一部分输出电流互耦到放大元件的输入侧;第二变压器,位于放大元件的输入侧,布置成经由一次绕组和二次绕组的互耦来增大输入侧的输入电压;其中,第一变压器的一次绕组连接到放大元件的输出端;其中,第一变压器的二次绕组交流连接到第二变压器的二次绕组;并且其中,第一变压器的一次绕组与第二变压器的二次绕组直流阻断。

利用这种装置,负电抗反馈环路和正电抗反馈环路不是由同一三绕组变压器形成的。因此,如上所述在一次绕组和三次绕组之间没有会损害增益和/或阻抗-噪声匹配的不希望的反馈。正电抗环路由仅在放大元件的输入侧设置的第二变压器提供。负电抗反馈环路经由第一变压器提供,该第一变压器将其反馈(交流耦合)提供给第二变压器,而两个变压器不互耦,但具有保持跨放大元件的直流隔离的直流阻断。

与三绕组设计相比,这种装置的显著优点在于,除了去除一次和三次绕组之间的不希望的耦合(即,选择性互耦)之外,还可以使用一个厚RF金属层制造工艺在芯片上制造放大器。为了在绕组之间实现高互耦(为了更好的电性能),三绕组设计需要具有至少两个厚RF金属层的制造工艺,使得三绕组可以形成为堆叠/叠加配置。这种工艺往往很昂贵并且显著增加集成电路的制造成本。相反,本发明的变压器可以在具有互卷(或类似)配置的一个厚RF金属层中的芯片上形成,因此显著降低了制造成本。

第一和第二变压器可以是任何类型的变压器,诸如双绕组变压器、自耦变压器或中心抽头电感器(对称自耦变压器)。第一和第二变压器不需要是相同的类型,尽管它们可以是相同类型。例如,可以使用一个双绕组和一个自耦变压器(第一或第二变压器是自耦变压器),或者可以使用两个双绕组变压器或者可以使用两个自耦变压器。

在优选实施例中,第一变压器是自耦变压器,并且第一变压器的二次绕组通过电容元件(电容器)交流耦合到第二变压器的二次绕组,以提供所述直流阻断。

使用自耦变压器对电路设计特别方便。自耦变压器是具有至少三个端子的单个绕组元件;两个端部端子和中间点处的一个或多个端子。这便于对称(例如,用于平衡到不平衡转换的中心抽头)和不对称配置。然而,与变压器不同,它不会在其绕组之间提供直流隔离。

因此,在第一变压器是自耦变压器的情况下,第一变压器和第二变压器之间的连接通过直流阻断电容器来实现,使得放大元件的两侧在不同的直流电位下工作,而交流信号耦合回输入端以实现负反馈。

第一变压器可以是不对称自耦变压器,其中一次绕组或二次绕组具有更高的自感。然而,优选地,第一变压器是对称的自耦变压器,即本质上是中心抽头电感器,其中一次绕组和二次绕组之间的有效匝数比为1:1。利用这种装置,来自放大元件的输出端的所感测电流基本上由自耦变压器复制并反馈到放大元件的输入侧。不对称地形成第一变压器,即其一次绕组和二次绕组具有不同的自感,可以用于进一步增加增益提升和/或阻抗-噪声匹配。然而,这种不对称的影响可能远小于优选地具有大得多的自感的第二变压器的增益提升效果。对称自耦变压器具有中间中心抽头点,因此是优选的。

在替代装置中,代替使用自耦变压器,第一变压器的一次绕组和二次绕组不是直流连接的,使得第一变压器提供所述直流阻断(直流隔离)。例如,普通双绕组(或三绕组中的两个绕组)变压器就是这种情况。利用这种装置,由于普通变压器装置在其一次绕组和二次绕组之间提供直流阻断,所以不需要上面讨论的直流阻断电容器。

如上所述,第二变压器也可以是任何类型的变压器,但优选地是自耦变压器。同样,这对于电路设计是方便的,特别是在单个厚金属层制造工艺中,其中自耦变压器是实现中到高互耦的好方法。优选地,第一和第二变压器都是自耦变压器,但是应当理解,这不是必需的,并且电路仍然可以完美地与任何一个变压器(或两者)一起作为更常规的(非自耦)变压器起作用。

优选地,第二变压器是对称的自耦变压器,即其一次绕组和二次绕组之间的有效匝数比为1:1。这对于电路装置也是方便的。尽管可以采用更高的匝数比来实现更高的增益提升,但通常优选的是避免第二变压器的绕组中的大电感,因为这会导致绕组电感接近其自谐振频率,特别是在高频率下工作的放大器中,例如宽带放大器。

应当理解,对匝数比或有效匝数比的引用应当理解为绕组的自感的比率。在集成电路变压器中,变压器绕组必须基本上布置成两个维度。绕组的多匝通常以螺旋形缠绕,因此不同的匝具有不同的尺寸。因此,匝的尺寸(即面积)通常比匝数更重要,并且线圈设计将考虑匝数和每一匝的面积两者。总的来说,每个绕组的自感是重要的,因此它是决定变压器特性的自感的比率。

还应当理解,变压器的任一绕组可以被认为是一次绕组或二次绕组。关于哪个绕组应该称为一次绕组以及哪个绕组应该称为二次绕组,没有特别的惯例。在本文中,这些术语的使用不应被视为用于区分不同绕组的标签以外的任何其他含义。

优选地,在放大元件的非反相输出端处感测电流。因此,优选地,第一变压器连接到所述放大元件的非反相输出端。优选地,第一变压器布置成电流反相变压器。放大元件的非反相输出端上的感测电流和经由反相变压器的耦合的组合获得净反相(net inversion)(180度相移)并因此获得负反馈。第一变压器耦合到第二变压器的二次绕组(其中间抽头点接收至放大器的输入,例如来自天线的RF输入信号)以形成负反馈环路。应当理解,在其他实施例中,可以在放大元件的反相输出端处感测电流,在这种情况下,第一变压器应当被配置为非反相变压器,使得整个组合再次是电流反相并且因此获得负反馈。

虽然可以理解,上述原理可以应用于任何放大装置,但放大元件优选为晶体管。这可以是双极结型晶体管(BJT),但更方便地,晶体管可以是FET,优选地是MOSFET。

可以使用任何合适的放大器配置,但是对于最大增益,FET优选地布置成共源极配置。应当理解,在BJT装置中,这等同于共发射极配置。

优选地,第一变压器(或更具体地,其一个绕组)连接到FET的源极,并且第二变压器(或更具体地,其一个绕组)连接到FET的栅极。第一变压器感测晶体管输出端的电流,而第二变压器布置成增大所述晶体管输入端的电压,从而增大其固有跨导。

在第二变压器是自耦变压器的情况下,RF输入信号优选地施加在第二变压器的中间抽头点处。在第一变压器是自耦变压器的情况下,晶体管优选地被偏置,其中直流电流源连接在第一变压器的中间抽头点(交流接地节点)处。

在优选实施例中,第一变压器是自耦变压器,第二变压器是自耦变压器,第二变压器绕组的自感大于第一变压器绕组的自感。这两个变压器的自感的平方根的比率给出负电抗反馈的有效匝数比,并且这确定了负电抗反馈的量。优选地,负电抗反馈环路成为主环路,以便为放大器提供无条件的稳定性。这仅仅意味着负反馈足够强,以防止电路中的任何其他反馈将电路推出无条件稳定状态。但是,应当注意,该电路固有地非常稳定。较大负反馈改善了电路的线性度。

虽然上述电路可以用作单端放大器,但在一些优选装置中,它可以实施为用于放大正信号和负信号的差分放大器的一部分。因此,在优选装置中,提供一种包括正半部和负半部的差分放大器,其中正半部和负半部各自包括如上所述的放大器,可选地包括上述的任何优选和可选特征。

正半部和负半部中每一个中的第一变压器可以具有不直流连接的一次绕组和二次绕组。尽管两个信号半部的两个第一变压器可以形成为分离的部件,但是这种装置在差分放大器中特别方便,因为来自两个半部的两个对应变压器可以组合成单个变压器。

因此,优选地,正半部的第一变压器的一次绕组和负半部的第一变压器的一次绕组直接连接并形成中心抽头变压器的一次绕组;并且,正半部的第一变压器的二次绕组和负半部的第一变压器的二次绕组直接连接并形成所述中心抽头变压器的二次绕组。因此,中心抽头变压器的每一侧形成为中心抽头电感器,其中一半电感器用于每个信号半部。这种装置的镜像对称性获得中心抽头处的交流接地。

从另一方面来看,本发明提供一种放大信号的方法,包括:将信号施加到放大元件的输入端;利用第一变压器的一次绕组感测所述放大元件的输出端处的电流;经由所述第一变压器的二次绕组和第二变压器的二次绕组将所感测电流的至少一部分交流耦合到所述放大元件的输入端;其中所述第一变压器的所述一次绕组与所述第二变压器的所述二次绕组直流阻断;以及将施加到放大元件的输入电压的一部分耦合在第二变压器的二次绕组上,并经由第二变压器的一次绕组将其加到所述放大元件的栅极处的输入信号上。

以上关于装置描述的所有优选特征同样适用于操作方法。

附图说明

现在将参考附图仅通过示例的方式描述本发明的某些优选实施例,其中:

图1示出适用于宽带信号处理的直接采样接收器前端的基本框图;

图2示出说明用于阻抗匹配的现有技术的电路;

图3示出具有明确定义的输入阻抗和增益提升的负电抗反馈电路;

图4示出具有明确定义的输入阻抗和改善的增益提升的另一电路;

图5示出根据本发明实施例的具有明确定义的输入阻抗和改善的增益提升的电路;

图6示出使用与图5类似的电路的差分放大器的半电路;

图7示出图5的低噪声放大器的正向传输系数(S21);

图8示出图5的低噪声放大器的输入反射系数(S11);

图9示出当与无源高通滤波器(有和没有有源Q提升)组合时图5的低噪声放大器的正向传输系数(S21);以及

图10示出当与无源高通滤波器(有和没有有源Q提升)组合时图5的低噪声放大器的噪声系数。

具体实施方式

图1描绘了用于例如在6至8.5GHz频带中操作的宽带接收器的典型直接采样接收器前端100。天线1接收RF信号并将其传递给高通滤波器2,该高通滤波器抑制低于约6GHz的信号,高拒绝陷波约在5.1至5.8GHz处(但是可以理解这些数字仅作为示例提供)。高通滤波器2的输出馈送到低噪声放大器3的输入端,该低噪声放大器在6到8.5GHz的工作频带上为感兴趣信号提供增益。然后将低噪声放大器3的输出馈送到最终数字化RF信号的模数转换器(ADC)4。

图2示出放大器电路200,其示出用于经由负电抗反馈进行阻抗匹配的现有技术。负载电阻213,RL连接在放大器输出端RFo和电源VDD之间。放大元件210(MOSFET晶体管M1)布置成共源极配置,其中输入信号RFi施加在其栅极处。变压器T1具有连接到M1的反相输出端(漏极)的一次绕组211,T1,p和连接在地和M1的输入端(栅极)之间的二次绕组212,T1,s。T1是非反相变压器。一次绕组211,T1,p感测晶体管M1的漏极上的电流,并且经由T1,s将其交流耦合回M1的栅极。当在M1的反相输出端上感测到电流并且晶体管T1是非反相时,总体结果是负反馈(由虚线–ifb示出)。该负反馈定义了输入-输出电流关系,它与放大电路的已知跨导(gm)相结合,定义了放大器200的输入阻抗。通过适当选择跨导(M1的gm)、变压器T1的自感和有效匝数比,可以选择输入阻抗以匹配输入(例如,天线)。

T1的有效匝数比被定义为:

sqrt(L1,s/L1,p)/k

其中k是互耦因子,L1,s和L1,p是变压器T1的一次绕组和二次绕组的自感。

在该电路200中没有M1的gm提升。

图3示出具有明确定义的输入阻抗(通过M1的gm和T1的匝数比)和增益提升(gm提升)的负电抗反馈电路300。该电路300在几个方面类似于放大器电路200的电路。负载电阻313,RL连接在电源轨VDD和放大器输出端RFo之间。共源极级310(放大元件MOSFET M1)提供放大。然而,变压器T1的布置不同。代替一次绕组T1,p连接到M1的反相输出端(漏极),一次绕组311,T1,p连接到M1的非反相输出端(源极)。当一次绕组感测到非反相输出端上的输出电流时,变压器T1被布置成反相变压器,以便为M1的输入端(栅极)提供整体负反馈(反馈再次由虚线箭头–ifb表示)。在一次绕组311连接在晶体管310的源极上的情况下,一次绕组311和二次绕组312之间的负互耦使得源极电压减小,从而使得晶体管310上的栅极-源极电压增大。栅极-源极电压的增大提升了晶体管310的跨导gm,从而改善电路300的增益。

源极电压的降低(即,与匝数比成反比)通常相对较小,因此增益提升也相对较低。图4是对图3的改进。

图4示出具有明确定义的输入阻抗和改善的增益(gm提升)的另一电路400。

图4示出具有明确定义的输入阻抗(通过M1的gm和T1的匝数比)和增益提升(gm提升)的另一负电抗反馈电路400。该电路400在几个方面类似于放大器电路300的电路。负载电阻414,RL连接在电源轨VDD和放大器输出端RFo之间。共源极级410(放大元件MOSFET M1)提供放大。然而,虽然电路300的变压器T1是具有两个绕组311、312的双绕组变压器,但是电路400的变压器T1是具有三个绕组411、412、413的三绕组变压器。一次绕组411,T1,p以与图3的电路300相同的方式连接到放大元件410(MOSFET M1)的源极。二次绕组412,T1,s以与图3的电路300相同的方式连接在输入信号RFi和地之间,因此,负电抗反馈(由虚线箭头–ifb示出)以与图3的电路300完全相同的方式工作,从而定义放大器400的输入阻抗。T1的三次绕组413,T1,t连接在输入信号RFi和晶体管410的栅极之间。当一次绕组411和二次绕组412处于电流反相关系时,二次绕组412和三次绕组413处于非反相关系。因此,在二次绕组412上感测到的输入电压互耦到三次绕组413并且加到晶体管410的栅极电压上,即二次绕组412和三次绕组413提升栅极电压并因此增大晶体管410,M1的栅极-源极电压。一次绕组411和二次绕组412的互耦仍然以与上面关于图3所述相同的方式应用,因此降低了源极电压,进一步提高M1的栅极-源极电压并提供更高的gm提升,但是从二次绕组412和三次绕组413的耦合对gm提升的贡献通常会大得多。因此,与图3的电路300相比,该电路400提供显著改善的增益,仍然具有明确定义的输入阻抗。

然而,电路400的限制在于,三次绕组413,T1,t和一次绕组411,T1,p之间也存在互耦。这种互耦提高了M1的源极上的电压,因此降低了栅极-源极电压并降低了gm提升。尽管存在这种限制,但是电路400仍然是对电路300的显著改进,而从三次绕组413到一次绕组411的这种不希望的耦合对可实现的增益设置了上限。

图5示出本发明的实施例。电路500还在布置成共源极配置的放大元件510(MOSFET晶体管M1)上设置负电抗反馈和gm提升。然而,该装置避免使用三绕组变压器,从而避免上面关于图4的电路400所述的三次绕组和一次绕组之间的不希望的耦合。

第一变压器T1是自耦变压器,其具有以电流反相关系布置的一次绕组512,T1,p和二次绕组513,T1,s。尽管不是必需的,但T1是对称自耦变压器,因此本质上是中心抽头电感器,其中一次绕组512和二次绕组513具有相等的自感。电感器T1的中心抽头(节点A)通过电流源518,I1连接到直流地,该电流源用于从电源VDD引出通过放大器电路500的直流电流。

第二变压器T2类似于图4的三绕组变压器T1的二次和三次绕组。第二变压器T2的一次绕组514,T2,p连接在放大器输入端RFi,+和晶体管510,M1的栅极之间。第二变压器T2的二次绕组515,T2,s连接在放大器输入端RFi,+和直流偏置电压VG1(用于使晶体管510处于饱和状态)之间。变压器T2感测二次绕组515上的部分(大部分)输入电压并将其施加在一次绕组514上。变压器T2处于非反相配置并因此提升晶体管510的栅极处的电压,从而提高栅极-源极电压并因此提高M1的跨导gm。

对于电路500中的负电抗反馈环路(由虚线-ifb示出),一次绕组512,T1,p感测晶体管510的源极处的输出电流的一部分,并且将感测的电流交流耦合到二次绕组513。该耦合的反馈电流经由第二变压器T2的二次绕组515,T2,s交流耦合到放大元件510(晶体管M1)的栅极,但通过直流阻断电容器516,C1耦合,以确保晶体管510的两侧彼此直流隔离(因此允许在M1上产生栅极-源极电压)。

由于第二变压器T2和第一变压器T1不是互耦的,所以在晶体管510输入端上没有像与图4的三绕组装置那样的不希望的耦合。因此,电路500不存在M1的gm提升的相同限制。事实上,电路500能够实现大于1的gm提升,其高于图4的电路400的gm提升。

电路500的另一个优点在于,第一变压器T1和第二变压器T2是自耦变压器。图4的电路400的三绕组变压器需要在两个厚金属层制造工艺中制造,以实现高互耦来达到更好的电性能。然而,两个金属层制造工艺耗时且昂贵,从而推高了集成电路的价格。相反,电路500的自耦变压器可以形成在一个厚金属层中,因为它们可以紧密缠绕以在单层工艺中实现高耦合,因此大大降低了放大器500的成本。

电路500还示出了另一放大级,它对于本发明而言不是必需的,但提供了附加的放大和其他优点。第二放大元件511,M2以共栅极配置连接到第一放大元件510,M1。M2的栅极通过偏置电压VG2偏置在饱和区域中,并且通过电容器517,C2连接到地,以形成交流接地节点来稳定M2。第三变压器T3(在该实施例中是另一自耦变压器并因此也适用于单个厚金属层制造工艺)具有连接在M2的漏极和放大器输出端RFo,-(经由交流耦合电容器522,C3)之间的一次绕组519,T3,p以及连接在放大器输出端RFo,-和经由峰值电阻521,RL的电源电压VDD之间的二次绕组520,T3,s。第三变压器T3是非对称自耦变压器(在该示例中具有1:sqrt(2)的有效匝数比),处于非反相配置。T3提供无源电流增益。交流耦合电容器522,C3提供与下一处理级的直流隔离。

在上述电路500的变型中,第一变压器T1可以形成为双绕组变压器而不是自耦变压器。这可能适用于由于其他原因已经需要两个厚金属层工艺的电路,在这种情况下,可以通过面积效率实现高互耦。第一变压器T1使用双绕组变压器的优点在于,一次绕组和二次绕组是直流去耦的,这消除了对直流阻断电容器C1的需要。相反,一次绕组512和二次绕组513之间的直流去耦实现了相同的效果,并且二次绕组513可以直接连接到第二变压器T2的二次绕组515。类似地,第二变压器T2可以形成为双绕组变压器而不是自耦变压器。无论第一变压器T1是双绕组变压器还是自耦变压器,都可以进行这种改变。

电路500被示出为单端电路。然而,它可以简单地通过复制用于差分信号的另一半的电路而容易地适用于差分放大器。两个半电路可以简单地在节点A处连接在一起,从而在节点A处形成交流接地。两个电路半部可以具有分离的电流源I1或者可以共用单个电流源2I1。作为这种装置的变型,差分电路也可以简单地通过将节点A直接连接到直流接地并从电路中移除电流源I1而用作伪差分电路。

图6示出使用图5的电路的原理但针对T1使用双绕组变压器615(由虚线框表示)的差分放大器600的半电路。如上所述,一次绕组611,T1,p与二次绕组612,T1,s直流去耦,但仍然将来自晶体管610,M1的源极的负反馈电流交流耦合到其栅极。变压器T2如前所述是自耦变压器,具有一次绕组613,T2,p和二次绕组614,T2,s。

交流接地节点由图的底部的节点A和B表示,而后半部电路简单地形成为围绕这些节点的镜像。晶体管栅极可以通过在节点A处施加的直流电压偏置。低噪声放大器可以通过连接到节点B的直流电流源偏置。替代地,对于伪差分LNA,节点B可以连接到直流地。

利用通过围绕节点A和B镜像产生的差分电路,可以理解,节点A任一侧的两个一次绕组T1,p形成中心抽头电感器。类似地,节点B任一侧的两个二次绕组T1,s形成中心抽头电感器。这两个中心抽头电感器可以形成为单个变压器,例如具有中心抽头一次绕组和中心抽头二次绕组的T1’。

图7至图10示出图5的电路的各种模拟结果。

图7示出图5的低噪声放大器的正向传输系数(S21)。对于6GHz以上的频率示出了高增益(大于15dB)。图7还示出,低噪声放大器具有单谐波陷阱高通类似频率响应,具有3GHz左右的陷波。

图8示出差分低噪声放大器的输入反射系数(S11)。图8示出低噪声放大器在大部分通带(6至8.5GHz)内阻抗匹配(S11<-10dB)至100Ω。

图9示出与无源高通滤波器(有和没有有源Q提升)组合时低噪声放大器的S21。LNA与高通滤波器的组合频率响应约在IEEE 802.11b/g(即2.4GHz的WLAN)下获得>50dB的抑制。该仿真中使用的高通滤波器包括Q提升装置,以提高HPF的电感组件的Q值。结果如图9所示,启用Q提升以及不启用Q提升(即,五阶椭圆HPF)。

图10示出当与无源高通滤波器(同样,有和没有HPF的电感组件的有源Q提升)组合时图5的低噪声放大器的噪声系数。在最小可能的噪声系数附近偏置差分LNA。通过在结合由包括自耦变压器T1和T2的负电抗反馈环路实现的有效匝数比的情况下适当的定制输入共源极晶体管M1的尺寸(即,纵横比、W/L),其阻抗(仅输入)和噪声匹配到100Ω。

应当理解,在不脱离所附权利要求的范围的情况下,可以对上述电路进行变化和修改。

再多了解一些
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