基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器的制作方法

本发明涉及功率放大器技术领域，更具体地说，涉及一种基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器和系统。

背景技术：

随着通信技术的进步，无线通讯系统标准具有数据速率高、用户容量大、功耗低等特点。作为射频前端的关键部件，功率放大器对发射机的性能有很大的影响。因此，高效率和宽带工作的功率放大器得到了相当大的发展。

为了提高效率，提出了各种开关类功率放大器，例如，d类功率放大器、e类功率放大器和f类功率放大器，理论上上述功率放大器的效率能达到100％。多尔蒂(doherty)功率放大器和包络跟踪结构被用来提升效率和线性度。为了在提升带宽的同时保持高效率，不断提出了各种不同的技术。在标准开关类功率放大器的基础上，提出了连续型功率放大器，例如，b/j类、连续型f类和连续型逆f类功率放大器；它们将所要求的谐波阻抗在史密斯圆图(smithchart)上从一个固定的阻抗值放宽成一个连续的纯电抗区域，因此能够实现宽带；之后，扩展连续型功率放大器进一步放宽谐波阻抗的要求从纯电抗区域成电抗-电阻区域。

功率放大器通常与低插入损耗带通滤波器级联以抑制带外干扰。虽然连续型功率放大器的带宽已经达到一个倍频程，但是由于滤波器的互连失配和插入损耗，整体的带宽和效率降低了。为了克服这一问题，有人对功率放大器和带通滤波器的协同设计进行了深入的研究。它们主要集中在小型化、功率附加效率(pae)增强和选择性改善方面。根据“l.gao,x.y.zhang,s.chen,andq.xue,compactpoweramplifierwithbandpassresponseandhighefficiency,ieeemicrow.wirelesscompon.lett.,vol.24,no.10,pp.707-709,oct.2014”的研究，为了小型化，在输出匹配网络中嵌入了一个尺寸为0.65λg×0.48λg的小型宽带带通滤波器，虽然s参数的带宽很宽，但功率附加效率低于70％。根据“s.chen,andq.xue,aclass-fpoweramplifierwithcmrc,ieeemicrow.wirelesscompon.lett.,vol.21,no.1,pp.31-33,jan.2011”和“x.meng,c.yu,y.liu,andy.wu,designapproachforimplementationofclass-jbroadbandpoweramplifiersusingsynthesizedband-passandlow-passmatchingtopology,ieeetrans.microw.theorytechn.,vol.65,no.12,pp.4984-4996,dec.2017”的研究，对于功率附加效率增强，实现了基于紧凑型微带谐振单元(cmrc)的f类功率放大器和采用合成带通匹配拓扑结构的j类功率放大器。此外，在“s.y.zheng,z.w.liu,y.m.pan,y.wu,w.s.chan,andy.liu,bandpassfilteringdohertypoweramplifierwithenhancedefficiencyandwidebandharmonicsuppression,ieeetrans.circuitssyst.i,reg.papers.,vol.63,no.3,pp.337-346,march.2016”的方法中，使用微带带通耦合器代替多尔蒂功率放大器中的传统输入功率分配器以获得高功率附加效率和带通响应，但是通带选择性不好。为了改善滤波器的滚降，在“j.x.xu,x.y.zhang,andx.q.song,high-efficiencyfilter-integratedclass-fpoweramplifierbasedondielectricresonator,ieeemicrow.wirelesscompon.lett.,vol.27,no.9,pp.827-829,sept.2017”的方法中，利用高质量因数介质谐振器(dr)，在“q.y.guo,x.y.zhang,j.x.xu,y.c.li,andq.xue,bandpassclass-fpoweramplifierbasedonmultifunctionhybridcavity–microstripfilter,ieeetrans.circuitssyst.ii,expressbriefs,vol.64,no.7,pp.742-746,july.2017”的方法中利用腔体谐振器来匹配功率放大器的基波和谐波。这两种设计都具有较高的选择性和超过68％的整体功率附加效率，但是功率附加效率大于60％的带宽仅为5.4％。

技术实现要素：

为了克服上述技术中存在的问题，本发明提供了一种基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器，基于频率选择性耦合的宽带带通滤波器，并且考虑了扩展连续型理论和滤波器合成理论，从而有效提高了滤波功率放大器的工作效率和带宽，同时有效减小传统逆f类功率放大器中阻抗匹配电路的复杂度和面积。

本发明解决其技术问题采用的技术方案是：提供一种基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器，包括栅极直流偏置电路、输入端阻抗匹配电路、功率放大晶体管和输出端阻抗匹配电路，所述栅极直流偏置电路连接于所述输入端阻抗匹配电路，所述输入端阻抗匹配电路连接于所述功率放大晶体管，所述功率放大晶体管连接于所述输出端阻抗匹配电路，所述输出端阻抗匹配电路包括调谐微带线和带通滤波器，所述调谐微带线连接于所述功率放大晶体管和所述带通滤波器之间，所述带通滤波器由平行耦合的第一谐振器和第二谐振器组成。

在本发明提供的基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器中，所述第一谐振器包括第一短路端和第一开路端，所述第二谐振器包括第二短路端和第二开路端，所述第一谐振器的耦合区域为从第一短路端开始占所述第一谐振器长度的三分之二，所述第二谐振器的耦合区域为从所述第二开路端开始占所述第二谐振器长度的三分之二，所述第一谐振器的所述第一短路端与所述第二谐振器的所述第二开路端对齐。

在本发明提供的基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器中，所述第一谐振器和所述第二谐振器的长度分别为λg/4，λg为位于工作频率的波导波长。

在本发明提供的基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器中，所述第一谐振器的所述第一短路端连接于直流电源，所述第一短路端还经电容接地。

在本发明提供的基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器中，所述带通滤波器的输入端口连接于所述第一谐振器上，所述带通滤波器的输出端口连接于所述第二谐振器上。

在本发明提供的基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器中，所述调谐微带线的输入端连接于所述功率放大晶体管的漏极，所述调谐微带线的输出端连接于所述带通滤波器的输入端口，所述带通滤波器的输出端口通过负载阻抗接地。

在本发明提供的基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器中，所述调谐微带线的长度由最优基波阻抗匹配点的虚部大小决定。

在本发明提供的基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器中，所述第一谐振器由依次连接的第一微带线、第二微带线、第三微带线和第四微带线组成，所述第二谐振器由依次连接的第五微带线、第六微带线、第七微带线和第八微带线组成，所述第一谐振器的所述第二微带线、所述第三微带线和所述第四微带线与所述第二谐振器的所述第五微带线、所述第六微带线和所述第七微带线分别平行耦合。

本发明的基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器和系统具有以下有益效果：本发明通过对基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器的利用和直流偏置电路集成到滤波器中的方式，在满足滤波器的选择性前提下，有效地减少了传统逆f类功放谐波控制电路的复杂度和整体电路的面积，同时使用扩展连续型理论和滤波器合成理论来指导功率放大器匹配设计，从而有效提升了功率放大器的工作效率和工作带宽。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本实施例描述中所需要使用的附图作简要介绍。下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的普通技术人员来说，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他附图。

图1是本发明一实施例提供的基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器的原理框图；

图2是本发明一实施例提供的基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器的电路原理图；

图3是理想扩展连续型的逆f类功率放大器漏极归一化电流和电压波形示意图；

图4是本发明一实施例提供的基于频率选择性耦合的带通滤波器示意图；

图5是本发明一实施例提供的宽带带通滤波功率放大器的s参数响应仿真结果和测试结果曲线图。

具体实施方式

为了使本技术领域的技术人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”和“第四”等是用于区别不同对象，而不是用于描述特定顺序。此外，术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。

以下结合附图和实施例对本发明做进一步的解释说明。

图1是本发明一实施例提供的基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器的原理框图；如图1所示，本发明提供的本发明一实施例提供的基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器包括栅极直流偏置电路10、输入端阻抗匹配电路20、功率放大晶体管30和输出端阻抗匹配电路40，所述栅极直流偏置电路10连接于所述输入端阻抗匹配电路20，所述输入端阻抗匹配电路20连接于所述功率放大晶体管30，所述功率放大晶体管30连接于所述输出端阻抗匹配电路40，其特征在于，所述输出端阻抗匹配电路40包括调谐微带线410和带通滤波器420，所述调谐微带线410连接于所述功率放大晶体管30和所述带通滤波器420之间，所述带通滤波器420由平行耦合的第一谐振器422和第二谐振器424组成。

具体地，在本发明中，功率放大晶体管30的输入端由栅极直流偏置电路10和输入端阻抗匹配电路20组成，主要实现通带边缘滚降(roll-off)的提升。其中，栅极直流偏置电路10和输入端阻抗匹配电路20均为现有逆f类功率放大器的栅极直流偏置电路模块和输入端阻抗匹配电路模块，本发明不作详细赘述。

具体地，在本发明中，功率放大晶体管30的输出端由一段调谐微带线410和具有谐波抑制和谐波控制作用的带通滤波器420构成。其中，所述带通滤波器420具有谐波抑制、谐波控制和直流偏置作用，带通滤波器由平行耦合的由平行耦合的第一谐振器422和第二谐振器424组成；所述第一谐振器422和所述第二谐振器424的长度分别为λg/4，λg为位于工作频率的波导波长，所以可以抑制二次谐波和四次谐波。

进一步地，如图1所示，所述调谐微带线410的输入端连接于所述功率放大晶体管30的漏极，所述调谐微带线410的输出端连接于所述带通滤波器420的输入端口，所述带通滤波器420的输出端口通过负载阻抗50接地。所述调谐微带线具有阻抗变换的作用，位于晶体管封装面的最优基波匹配阻抗通过调谐微带线变换成一个虚部较小的阻抗，然后通过带通滤波器匹配到负载阻抗。

图2是本发明一实施例提供的基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器的电路原理图；如图2所示，所述第一谐振器422包括第一短路端和第一开路端，所述第二谐振器424包括第二短路端和第二开路端，所述第一谐振器422的耦合区域为从第一短路端开始占所述第一谐振器422长度的三分之二，所述第二谐振器424的耦合区域为从所述第二开路端开始占所述第二谐振器424长度的三分之二，所述第一谐振器422的所述第一短路端与所述第二谐振器424的所述第二开路端对齐。这样，通过合理地选择两个谐振器的耦合区间来达到抑制三次谐波的效果，使得所述带通滤波器能够抑制二次、三次和四次谐波，所述滤波器能提供二次谐波开路和三次谐波短路，从而使该滤波器具有谐波控制作用。

进一步地，如图2所述，所述第一谐振器422的所述第一短路端连接于直流电源426，所述第一短路端还经电容428接地。这样，所述带通滤波器在提供谐波抑制和谐波控制的同时，通过将短路端与直流电源相连，使其还具有直流偏置作用。

进一步地，如图2所述，所述带通滤波器420的输入端口连接于所述第一谐振器422上，所述带通滤波器420的输出端口连接于所述第二谐振器424上。连接位置根据微带线带通滤波器的输入匹配和输出匹配调整，这样，通过调节带通滤波器的谐振器的长度、输入和输出端口连接的位置以及两个谐振器的间距以满足扩展连续型的逆f类功率放大器的阻抗条件。

进一步地，如图2所示，所述第一谐振器422由依次连接的第一微带线1、第二微带线2、第三微带线3和第四微带线4组成，所述第二谐振器424由依次连接的第五微带线5、第六微带线6、第七微带线7和第八微带线8组成，所述第一谐振器422的所述第二微带线2、所述第三微带线3和所述第四微带线4与所述第二谐振器424的所述第五微带线5、所述第六微带线6和所述第七微带线7分别平行耦合。所述带通滤波器420的输入端口连接在第三微带线和第四微带线之间，所述带通滤波器420的输出端口连接在第六微带线和第七微带线之间。第二微带线2、第三微带线3和第四微带线4呈一条直线连接，第五微带线5、第六微带线6、第七微带线7呈一条直线连接，以保证第二微带线2、第三微带线3和第四微带线4与第五微带线5、第六微带线6、第七微带线7耦合。需要说明的是，第一微带线1与第二微带线2的连接方式以及第七微带线7与第八微带线8的连接方式本发明再此并不做限定，只要保证第一微带线1与第八微带线8不耦合即可，例如，如图2所示的，第二微带线2与第一微带线1垂直连接，第七微带线7与第八微带线8直线连接。通过这样的结构，可以保证两个谐振器的耦合区间可以实现抑制三次谐波的效果。

下面详细分析本发明提供的基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器的工作原理。

图3是理想扩展连续型的逆f类功率放大器漏极归一化电流和电压波形示意图；现有的拓展连续型逆f类功率放大器通过谐波控制电路对晶体管的漏极电压和电流的谐波分量进行处理，其归一化电流和电压公式为:

ids(θ)＝(idc-i1cosθ+i3cos3θ)·(1-γsinθ)·(1+αcosθ)(2)

如图3所示，电流产生面的归一化漏极电流波形为方波的形式，归一化漏极电压波形为半正弦波的形式。当α增加，电流波形的幅度减小，这会导致效率和功率的轻微下降。通过拓展连续型逆f类功率放大器放宽阻抗条件，在保持效率和输出功率的情况下，提升了晶体管的工作带宽。需要说明的是，要达到这种理想的工作效率，漏极的各次谐波阻抗需要满足以下关系：

y2＝(0.37α+jγ(0.37α-0.49))·gopt(3)

y3＝∞.

其中，gopt为基波的最优电导，yn为第n次谐波导纳。输出匹配网络在电流产生面将谐波匹配到相应的阻抗条件。

但是，如图2所示，在实际应用中，输出管脚和内部芯片的实际漏极之间存在许多寄生分量，例如，寄生电感lout和寄生电容cout等。所以设计输出匹配网路需考虑寄生分量的影响。

图4是基于频率选择性耦合的带通滤波器示意图。其中，谐振器1为上文提到的第一谐振器，谐振器2为上文提到的第二谐振器。谐振器1的耦合区域为从短路端开始占谐振器1长度的三分之二，谐振器2的耦合区域为从开路端开始占谐振器2长度的三分之二，谐振器1的短路端与谐振器2的开路端对齐。微带谐振器的电耦合系数表示成:

v1和v2是谐振器1和谐振器2上在耦合区域内的电压分布，p是一个常数。如图4，是一个偶函数，同时是一个奇函数在耦合区域内，所以(4)中的分子积分为零，这意味着在3f0处的电偶合系数为零。同理在在3f0处的磁偶合系数也为零。因此总的耦合系数等于零，三次谐波得到抑制。

使用滤波器的耦合矩阵计算滤波器在3f0处的输入阻抗，耦合矩阵表示为:

如图2，在点a的输入阻抗表示为:

在公式(6)中，同时令谐振器1和谐振器2的长度保持一致，所以

在3f0处的输入阻抗简化为:

因此，通过调节滤波器谐振器的长度和输入馈线的位置能够在点a处获得任意的三次谐波电抗，从而实现在电流产生面三次谐波短路。

对于二次谐波阻抗，点a处的阻抗是一个纯电抗，通过调谐微带线转换为点b处的阻抗，点b处的阻抗表示为:

zt是调谐微带线的特性阻抗，通过调节调谐微带线的特性阻抗和长度来调整从而在电流产生面实现拓展连续型逆f类功率放大器的二次谐波阻抗条件。同时，通过调节调谐微带线的长度，将点a处的基波复阻抗变换成点b处虚部较小的阻抗，减小滤波器对基波阻抗的匹配难度。

当时，在滤波器的基波输入阻抗为:

为了实现滤波器对基波复阻抗的变换，需要对耦合矩阵进行修正，复数输入阻抗的耦合矩阵被修正为:

修正后的基波输入阻抗为:

令m′11＝m′22，耦合分量m′s1、m′11和m′22可以通过(11)计算得到。滤波器的耦合系数和外部品质因数表示为:

通过调整谐振器的长度实现想要的耦合分量m′11和m′22，通过调整输入和输出馈线的位置实现想要外部品质因数和通过调着谐振器的间距实现想要的耦合系数满足上述参数的滤波器可以实现所需要的基波阻抗条件和滤波响应。

图5所示为宽带带通滤波功率放大器的s参数仿真结果和测试结果示意图。实际设计中，输入匹配网络使用一个切比雪夫型带通滤波器实现输入匹配和通带边缘滚降的提升。

需要说明的是，晶体管选用型号为creecgh40010f的10wganhemt晶体管，寄生分量的具体数值由制造商提供。

综上，本发明提供了基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器；这个放大器具有宽带带宽，选择性好，高效率和小型化的优异性能，可应用于小型化数字发射机中。

以上实施例仅用以说明本发明技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，其中，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。