具有多个独立输出级的D类放大器的制作方法

文档序号:23186778发布日期:2020-12-04 14:15
具有多个独立输出级的D类放大器的制作方法



背景技术:

减少音频放大器的功耗是非常令人期望的,特别是对于因系统约束而具有有限的电池容量的设备,例如便携式设备。在过去,不管是在系统级别还是在电路级别,已经引入了各种解决方案来帮助降低音频放大器的功耗。先前解决方案的示例包括在下文中。首先,d类输出级被用于代替ab类输出级,以通过减少输出级的ir降损耗来改善中到高功率效率。其次,dg类或h类功率放大器被引入以便为d类输出级提供足够的电源,使得d类输出级的开关电容损耗最小,并且因此低功率效率被改善。第三,随后线性放大器被引入以在空闲状态下驱动扬声器负载,其中d类放大器的切换损耗被完全去除,并且空闲功率效率被改善。第四,利用驱动器场效应晶体管(fet)分段来通过减少驱动器fet中的活动部件数量以针对空闲到低功率效率进一步减少开关电容损耗。第五,利用空闲状态下的较低开关频率来减少开关损耗。第六,根据输出功率电平进行动态偏置以减少电路静态功率。第七,采用噪声选通(noisegating)以在输出功率电平低于阈值的情况下关闭d类放大器。

在某些用户应用中,最近的追求是不进行噪声选通,而是在空闲状态下使放大器处于全节流(full-throttle)状态,因此间歇性的白背景噪声和/或任何其他显著的性能差异(例如,双模态空闲信道噪声(icn)和总谐波失真加噪声(thdn)可以被避免。因此,相对于现有技术方案,需要针对空闲低功率操作进行另一轮损耗减少,其中目标是将总芯片功耗减少约一半。



技术实现要素:

在一个实施例中,本公开提供了具有低功耗模式的d类放大器。d类放大器包括第一独立输出级和第二独立输出级,该第一独立输出级和第二独立输出级接收相应的第一电平电源电压和第二电平电源电压,以用于在相应的第一操作模式和第二操作模式期间驱动耦合到d类放大器的输出端的负载。d类放大器还包括旁路开关,该旁路开关可控制为在第一操作模式期间将第二输出级与所述输出端断开,并且在第二操作模式期间将第二输出级连接到所述输出端。基于d类放大器的输出功率电平来选择第一操作模式和第二操作模式。

在另一个实施例中,本公开提供了一种用于操作具有低功耗模式的d类放大器的方法。该方法包括提供第一独立输出级和第二独立输出级,该第一独立输出级和第二独立输出级接收相应的第一电平电源电压和第二电平电源电压,用于在相应的第一操作模式和第二操作模式期间驱动耦合到d类放大器的输出端的负载,并控制旁路开关以在第一操作模式期间将第二输出级与所述输出端断开,并且在第二操作模式期间将第二输出级连接到所述输出端。基于d类放大器的输出功率电平来选择第一操作模式和第二操作模式。

在又一个实施例中,本公开提供一种用于改善d类放大器中的宽带共模抑制比(cmrr)的方法。该方法包括以第一修整方式匹配第一比率和第二比率,以及在以第一修整方式匹配第一比率和第二比率之后,以第二修整方式匹配第一rc时间常数和第二rc时间常数。d类放大器包括耦合到差分第一路径和第二路径的积分器。第一比率是第一路径中的反馈电阻与输入电阻的比率。第二比率是第二路径中的反馈电阻与输入电阻的比率。第一rc时间常数的r是具有第一匹配比率的电阻,并且第一rc时间常数的c是在第一路径中的积分电容。第二rc时间常数的另一个r是第二匹配比率的电阻,并且第二rc时间常数的另一个c是第二路径中的积分电容。

在又一个实施例中,本公开提供一种d类放大器,该d类放大器包括耦合到差分第一路径和第二路径的积分器。第一路径和第二路径均包括反馈电阻、输入电阻和积分电容。第一比率是第一路径中的反馈电阻和输入电阻的比率,并且第二比率是第二路径中的反馈电阻和输入电阻的比率。第一比率和第二比率能够以第一修整方式匹配。第一rc时间常数的r为第一匹配比率的电阻,并且第一rc时间常数的c为第一路径中的积分电容,并且第二rc时间常数的另一个r为第二匹配比率的电阻,并且第二rc时间常数的另一个c是第二路径中的积分电容。第一rc时间常数和第二rc时间常数能够以第二修整方式匹配。

在又一个实施例中,本公开提供了一种由具有量化器和驱动器级的d类放大器执行的方法。量化器和驱动器级具有组合增益。该方法包括针对d类放大器的多个功率轨中的每个功率轨:感测该功率轨的电压值并基于感测到的电压值确定斜坡幅度。该方法还同时包括:将驱动器级从使用多个功率轨中的第一功率轨切换到使用多个功率轨中的第二功率轨,以及将量化器从使用与第一功率轨关联的斜坡幅度切换为使用与第二功率轨关联的斜坡幅度,使得组合增益恒定。

在又一个实施例中,本公开提供了一种用于减少d类放大器中的失真的方法,该d类放大器具有可在具有不同相应的输出阻抗的多种模式下操作的驱动器级。该方法包括感测d类放大器的负载处的电流。该方法还包括基于感测到的电流,确定驱动器级的相应输出阻抗的ir降。该方法还包括将ir降添加到d类放大器的环路滤波器输出端以补偿驱动器级的相应输出阻抗。

本公开的第一实施例是一种用于为d类放大器提供高性能、低功耗模式的方法和系统。对于d类放大器,利用旁路开关将多轨输出级以及用于来自不同电平电源电压的输出级的相应预驱动器互连在一起。旁路开关以一种方式被控制成使得d类放大器的负载仅由不同电平的电源电压中的一个供电。基于d类放大器的目标输出功率电平选择不同电平电源电压中的该单个且仅一个的电源电压。

本公开的第二实施例是用于减少d类放大器中的失真的方法和系统,该d类放大器具有输出阻抗可以变化的输出级。在d类放大器的负载处感测电流。基于感测到的电流,针对相应的输出阻抗确定整个输出级的ir降。ir降被添加到d类放大器的环路滤波器输出端,以补偿输出级的相应输出阻抗。此外,基于感测到的电流,确定负载电流零交叉的位置,并且允许输出阻抗在负载电流零交叉的位置处变化。可替代地,确定负载电压零交叉的位置,并且允许输出阻抗在负载电压零交叉的位置处变化。

第三实施例是用于改善d类放大器中的宽带共模抑制比(cmrr)的方法和系统。高精度修整被用于匹配第一对差分路径之间的反馈电阻与输入电阻的比率。高精度修整被用于匹配第一积分器周围的第二对差分路径之间的rc时间常数,其中rc时间常数的r是反馈电阻并联输入电阻的总电阻,并且rc时间常数的c是所关联的第一积分器的积分电容。

第四实施例是一种用于为d类放大器提供功率轨之间的无毛刺转变的方法和系统,使得对于d类放大器的输出级具有恒定的增益。优选并行地或同时地感测每个功率轨的电压值。基于每个功率轨的感测到的电压值,确定每个功率轨的相应的斜坡幅度。基于输出级使用的功率轨,使用相应的斜坡幅度,使得输出级的增益恒定。

第一实施例可以通过减少内部电路的功耗以及与总输出电容(例如,寄生电容和外部电磁干扰(emi)电容)相关的损耗来改善空闲和低输出功率电平附近的系统功率效率。第二、第三和第四实施例可以保持电路性能(即,thdn、弹出式点击等),以便实现一个整体实用的d类音频放大器,该放大器可实现低噪声、低失真和覆盖0-100%输出功率范围的最佳功率效率。

附图说明

图1a是示例个人音频设备的图示。

图1b是个人音频设备的示例音频ic的所选择的组件的框图。

图2是示例d类放大器的所选择的组件的框图。

图3是示出图2的d类放大器的各部分的实施例的框图。

图4是示出具有多个并联输出级和相关联的预驱动器的图3的d类放大器的驱动器级的实施例的框图。

图5是示出具有双输出级的图3的驱动器级的实施例的电路图。

图6是示出根据双输出级d类放大器的一个实施例的从lv模式到hv模式以及返回到lv模式的转变的时序的时序图。

图7是示出根据双输出级d类放大器的一个实施例的双输出级之间的模式转变的时序图。

图8是示出具有双并联输出级的d类放大器的图3的驱动器级的替代实施例的框图。

图9是说明根据实施例的用于在具有多个不同电源电平输出级的d类放大器中使用的ir降补偿电路的概念框图。

图10是示出图2的d类放大器的部分的实施例的框图。

图11是根据实施例的图3的d类放大器的部分的简化电阻失配模型。

图12是示出具有双并联输出级的图3的驱动器级的替代实施例的框图。

图13是示出围绕图3的d类放大器的第一积分器int1的校准电路和用于改善宽带cmrr/psrr的校准方法的实施例的图。

图14是示出图13的d类放大器的校准电路的部分的替代实施例的电路图。

图15是示出使用图13的校准电路来校准电阻比率的方法的流程图。

图16是用于生成斜坡的双电源感测电路的实施例的概念框图,其示出了斜坡幅度随输出级的操作模式改变而瞬时移动的能力。

图17是示出具有三输出级的图3的驱动器级的实施例的电路图。

具体实施方式

现在参考图1a,根据本公开的实施例示出了示例性个人音频设备1的图示。图1a描绘了耦合到头戴式受话器3的个人音频设备1,该头戴式受话器3呈一对耳塞式扬声器8a和8b的形式。图1a中描绘的头戴式受话器3仅是示例,并且应当理解,个人音频设备1可以与包括但不限于耳机、耳塞、入耳式耳机和外部扬声器的各种音频换能器结合使用。插头4可提供用于将头戴式受话器3连接到个人音频设备1的电气端子。个人音频设备1可以使用触摸屏2向用户提供显示器并接收用户输入,或者,标准液晶显示器(lcd)可以与设置在个人音频设备1的正面和/或侧面上的各种按钮、滑块和/或旋钮组合。同样如图1a所示,个人音频设备1可以包括音频集成电路(ic)9,该集成电路用于生成用于传输到头戴式受话器3和/或另一个音频换能器(例如,扬声器)的模拟音频信号。描述了具有多个独立可选择的负载驱动输出级以实现减少的功耗的d类放大器以及当在多个独立输出级之间转变电源操作模式时保持高音频性能的方法和电路的实施例。尽管在个人音频设备的上下文中描述了实施例,但是可以设想用于其他音频应用的其他实施例。

现在参考图1b,示出了根据本公开的实施例的个人音频设备的示例音频ic9的所选择的组件的框图。在一些实施例中,示例音频ic9可以用于实施图1a的音频ic9。如图1b所示,微控制器核18(例如,数字信号处理器或“dsp”)可以将数字音频输入信号dig_in供应给数模转换器(dac)14,该数模转换器可以将数字音频输入信号转换为模拟输入信号vin。dac14可以将模拟信号vin供应给放大器16,该放大器可以放大或衰减模拟输入信号vin以提供音频输出信号vout,该音频输出信号vout可以操作扬声器、耳机换能器、线性电平信号输出和/或其他合适的输出。微控制器18可执行与放大器16的多个输出级之间的电源操作模式的转变相关联的本文描述的各种功能。

现在参考图2,示出了根据本公开的实施例的示例d类放大器22的所选择的组件的框图。优选地,d类放大器22是脉宽调制(pwm)放大器。在一些实施例中,示例d类放大器22可以用于实施图1b的放大器16。如图2所示,示例d类放大器22可以包括数字调制器子系统24和模拟pwm调制器26。在一个实施例中,数字调制器子系统24是数字闭环pwm调制器(dcl_pwmm)。

d类放大器22可以被配置为通过模拟pwm调制器26的使用而以模拟闭环模式操作。在模拟闭环模式中,输入信号vin可以由数字调制器24进行调制,模拟pwm调制器26可以从数字调制器24接收其输入,并且可以利用模拟pwm调制器26,使得由驱动器级34接收和驱动的模拟pwm调制器26的输出被驱动作为输出信号vout。驱动器级34可以包括多个输出开关,该输出开关被配置为从由模拟pwm调制器26生成的调制信号生成输出信号vout。来自驱动器级34的输出信号vout在反馈环路中被提供给模拟pwm调制器26的输入端。

结合了本文所述的改善性能的各种特征的数字输入d类音频放大器的实施例可以具有~15mw的总功耗,在数字、模拟和d类驱动器之间平均分配。常规上,数字和模拟电路部分上的损耗由电路规模和关键电路性能考虑因素(例如,噪声、thd和mip)所决定,这些因素通常被优化,使得在紧密的规格下几乎无法做出进一步的改善。另一方面,d类驱动器上的损耗主要由设备特性(例如,晶体管阈值、单位fetrdson(电阻漏极-源极导通)、fet寄生电容等)驱动。因此,如果损耗是归因于所选择的设备制造工艺,则通常几乎没有改善效率的空间。

在许多便携式设备中,例如,能够将8瓦特峰值递送给8ohm负载的音频放大器需要12v电源;因此,需要高电压(hv)预驱动器来驱动输出hv设备。在大多数情况下,驱动hvfet的支持电路可能比hvfet本身的功耗要消耗更多的hv电源功率(例如,扬声器电源电压vdd_spk=12v)。以下表1中示出了详细的示例,其中,假设hv驱动器(预驱动器和输出级)处于待机模式,如果并入了完全独立的低电压(lv)驱动器(预驱动器和输出级),则case#4描绘了最低功率损耗情形,其实施例在下面描述。

表1-输出级功率损耗细节

从表1可以观察到,如本公开的实施例中所述,一种有利的功率节省方案具有至少两个但不限于两个独立供电的d类输出级:一个hv输出级和一个lv输出级,它们通过在输出节点之间的一组旁路开关互连,以根据输出功率电平向扬声器负载可替选地提供功率。对于另一个示例,可以进一步引入由中等电压(mv)电源独立供电的第三输出级,以填补在hv和lv级之间的可递送的输出功率间隙。有利地,每个独立的输出级以及其关联的预驱动器都处于同一功率域中,即由相同的电源供电,并且所有未使用的输出级和关联的预驱动器都被关闭,以便实现从关联的电源域中节省最大(max)功率。

现在参考图3,显示了示出图2的d类放大器22的部分的实施例的框图。模拟pwm调制器26(例如,图2的)接收数字输入信号din(例如,来自图2的数字pwm调制器24),并将其输出提供给驱动器级34(例如,图2的),该驱动器级驱动负载332(例如,换能器或扬声器)。模拟pwm调制器26包括数模转换器(dac),该数模转换器接收数字输入信号din,并且将模拟差分输出提供给环路滤波器302。在图3的实施例中,环路滤波器302包括串联的第一积分器int1和第二积分器int2。设想具有不同阶环路滤波器的实施例。环路滤波器302传递基带频率内容(例如,从20hz到20khz的音频信号),并且抑制更高的频率内容,该更高的频率内容包括带外噪声和载波频率附近的信号(例如,pwm开关频率,例如800khz)及其谐波。环路滤波器302的输出被提供给量化器304,该量化器将其输入信号与斜坡电压进行比较以生成提供给驱动器级34的差分pwm输出。在一个实施例中,环路滤波器302与量化器304结合可以用作delta-sigma调制器。驱动器级34向负载332提供差分输出。差分负载输出被反馈到环路滤波器302的输入端,并且被添加到dac的差分输出的相应部分以提供闭环。

现在参考图4,显示了示出图3的d类放大器22的驱动器级34的实施例的框图,该驱动器级34具有多个并联的输出级和相关联的预驱动器。驱动器级34接收三个不同的电源电压:hv_supply(例如,来自升压转换器的12v)、mv_supply(例如,来自电池的4.3v)和lv_supply(例如,降压转换器的1.8v)。hv_supply被提供给hv预驱动器402和hvd类输出级404,hvd类输出级404由hv预驱动器402驱动。mv_supply被提供给mv预驱动器412和由mv预驱动器412驱动的mvd类输出级414,并且被提供给耦合到mvd类输出级414的旁路和hv阻断电路416。lv_supply被提供给lv预驱动器422和由lv预驱动器422驱动的lvd类输出级424,并且被提供给耦合到lvd类输出级424的旁路和hv阻断电路426。hvd类输出级404、mvd类输出级414和lvd类输出级424中的每一个产生差分输出信号以驱动负载332,该负载的端子耦合到相应节点out_m和out_p。如下面更详细描述的,控制逻辑监视输出功率电平。基于输出功率电平,控制逻辑控制旁路和hv阻断电路416/426,以使预驱动器/输出级对(hv402/404、mv412/414或lv422/424)中的一个为负载332供电,并且控制逻辑关闭其他预驱动器/输出级对(hv402/404、mv412/414和/或lv422/424)。

图4的实施例的功率节省可以归因于来自hv电源的未使用的hv输出级的静态电流切断以外的许多因素。另一个显著功率节省在于输出级周围的寄生电容(帽)的开关损耗,包括输出晶体管的总输出电容coss、印刷电路板(pcb)上的杂散电容、输出晶体管的总输入电容ciss、以及在预驱动器内部以pwm频率进行切换的所有寄生电容。此外,在某些特定应用中,其中必须在两个驱动器输出节点(例如,out_p和out_m)上都放置一个emi电容,当emi电容在hv电源和地之间进行切换时,在emi电容(例如,纳法拉)上可以观察到大的功率损耗。但是,通过引入lv输出级,可以大大减少这种类型的损耗。例如,总的2nf电容以400khz的频率进行翻转将消耗:

1.2^2*400k*2n=1.152mw@1.2v,以及

4.3^2*400k*2n=14.792mw@4.3v,以及

12^2*400k*2n=115.2mw@12v。

可以观察到,与同类型的hv电源上损耗相比,在hv电源和lv电源之间的更大的间隔将导致在lv电源空闲/低功率状态下节省更多的功率。

现在参考图5,显示了示出具有双输出级的图3的驱动器级34的实施例的电路图。如图4中所示,负载332耦合到out_p和out_m。图5示出了图4的hv输出级404、lv输出级424以及旁路和hv阻断电路426的示例。hv输出级404包括hvp部分和hvn部分。hvp部分包括一对p沟道hvfet(hvp),其源极耦合到hv_supply并且其漏极分别耦合到out_m和out_p。hvn部分包括一对n沟道hvfet(hvn),其源极耦合到地,其漏极分别耦合到out_m和out_p。lv输出级424包括lvp部分和lvn部分。lvp部分包括一对p沟道lvfet(lvp),其源极耦合到lv_supply。lvp沟道fet(lvp)中的一个的漏极经由节点a耦合到旁路和hv阻断电路426,低电压p沟道fet(lvp)中的另一个的漏极经由节点b耦合到旁路和hv阻断电路426。lvn部分包括一对n沟道lvfet(lvn),其源极耦合到地。一个n沟道lvfet(lvn)的漏极通过节点a耦合到旁路和hv阻断电路426,并且另一个n沟道低电压fet(lvn)的漏极经由节点b耦合到旁路和hv阻断电路426。如图5中hvp和hvn漏极上的粗线所示,这些fet能够比lvpfet和lvnfet承受更高的电压并且消耗更多的功率。也就是说,有利地,lvpfet和lvnfet比hvpfet和hvnfet消耗少很多的功率。hvpfet和hvnfet的栅极可以由具有差分pwm信号的hv预驱动器(例如,图4的hv预驱动器402)驱动,并且lvpfet和lvnfet的栅极可以由具有差分pwm信号的lv预驱动器驱动(例如,图4的lv预驱动器422)驱动。当d类放大器22处于lv模式时,hvp和hvn(以及相关的hv预驱动器402)被关闭,以便充分减少功耗;相反,当d类放大器22处于hv模式时,lvp和lvn(以及相关的lv预驱动器422)被关闭。在一实施例中,通过将hvp、hvn、lvp和lvn置于高阻抗状态(例如,将高值驱动到hvp和lvp的栅极中并将低值驱动到hvn和lvn的栅极中)来关闭hvp、hvn、lvp和lvn,并且通过以很小的电流偏置预驱动器402/422而将其关闭,这使它们置于低功耗状态。

旁路和hv阻断电路426包括第一钳位电路502、第一电容c1和第一缓冲器504,每个都耦合在节点a和一个二极管的阴极处的浮动电压vfloat之间,该二极管的阳极耦合到电源电压节点vp(例如电池)。第一缓冲器504的输出耦合到用作互连开关或旁路开关的第一高电压n沟道fethvn_bypass1的栅极,以选择性地将节点a耦合到节点out_m。旁路和hv阻断电路426还包括第二钳位512、第二电容c2和第二缓冲器514,每个都耦合在节点b和浮动电压vfloat之间。第二缓冲器514的输出耦合到用作互连开关或旁路开关的第二高电压n沟道fethvn_bypass2的栅极,以选择性地将节点b耦合到节点out_p。当hvp导通时,旁路开关hvn_bypass1和hvn_bypass2还用于保护lvpfet和lvnfet免受从hv_supply通过hvp提供的高电压。

hv输出级404和lv输出级424被构造成在不同的功率域下并且具有不同类型的器件。旁路开关hvn_bypass1和hvn_bypass2(统称为旁路开关hvn_bypass)是hv类型。当旁路开关hvn_bypass启用时,lv输出级424连接到输出负载332,并且当旁路开关hvn_bypass禁用时,它们会阻断从lv输出级424到输出负载332的摆动。基于输出信号的功率包络检测,旁路开关hvn_bypass的控制是静态的。旁路开关hvn_bypass由本地浮动电压电源vfloat供电。浮动电压vfloat由自举电路(例如电容c1和c2)产生,每当lv输出级424的低侧开关lvn启用时,浮动电压vfloat都会经由电流i_cp周期性地进行补充,如图5所示。

在两个输出级(例如404和424)之间的模式转变期间,不管操作模式向哪个方向转变,都遵循“先接后断”规则。例如,在中央边缘调制(centraledgemodulation,cem)方案中,最佳模式转变点位于pwm周期的开始,该周期由cem启动脉冲发起。更具体地说,为了遵守该规则,最佳位置是当两个低侧开关hvn和lvn都启用时的相位的起始点,这时输出级404和424共享接地回路。转变时序如图6所示。

现在参考图6,显示了示出根据双输出级d类放大器(例如,图5的驱动器级34)的一个实施例的从lv模式到hv模式以及回到lv模式的转变时序的时序图。差分输出信号波形的示例示为单独的out_p和out_m波形(分别由实线和虚线指示)。示出了一系列cem启动脉冲(csp1、csp2、csp3、csp4、csp5),其中的每个发起一个pwm周期。

在复位后,hv输出级404和lv输出级424都被禁用。更具体地说,hv输出级404中的hvpmosfet(hvp)和hvnmosfet(hvn)以及lv输出级424中的lvpmosfet(lvp)和旁路开关hvn_bypass都是禁用的,并且仅lvnmosfet(lvn)是启用的。在稳定状态操作期间,hvfet将进行切换以将功率递送给扬声器负载332,或者lvfet(通过启用的旁路开关hvn_bypass)将进行切换以将功率递送给扬声器负载332。在cem启动脉冲所指示的pwm周期的开始阶段,控制逻辑(未示出)执行从hv输出级404到lv输出级424的切换或转变(即,操作模式从hv模式转变为lv模式)或从lv输出级424到hv输出级404的切换或转变(即,操作模式从lv模式转变为hv模式)。例如,在图6中,在第二cem启动脉冲csp2处执行从lv模式到hv模式的转变,并且在第四cem启动脉冲csp4处执行从hv模式到lv模式的转变。从hv模式转变为lv模式时,启用hvn的控制信号hv_enable保持有效,启用lvn的控制信号lv_enable被置位成有效,并且旁路开关hvn_bypass导通以为通过lvn的负载电流提供第二接地路径,紧接着将控制信号hv_enable置位成无效以禁用hv输出级404中的hvn,以使hvp和hvn与环路断开。类似地,在从lv模式转变为hv模式时,启用lvn的控制信号lv_enable保持有效,将启用hvn的控制信号hv_enable置位成有效,以为负载电流提供第二接地路径,紧接着关闭旁路开关hvn_bypass,以使lvp和lvn与环路断开。放大器22以hv或lv的每个相应模式操作的时间可能很长,例如许多个pwm周期。也就是说,取决于输出信号的所需功率电平的变化,相对于pwm周期,hv模式和lv模式之间的转变可能不频繁发生。

涉及在hvn和lvn接地路径之间有限重叠的“先接后断”规则可确保负载电流始终能够找到电流返回路径,使得避免了模式转变时的电压毛刺。重叠时段最好尽可能短,使得返回路径阻抗的任何突然变化都不会在负载两端引起明显的电压毛刺;因此,thdn劣化最小。如图6所示,有利地,控制逻辑在pwm周期的开始以及当hvnfet和/或lvnfet都导通(即,负载332的两个端子都连接到共享的功率轨,例如接地)并且hvpfet和lvpfet都关闭时执行模式转变。这样做避免了否则可能发生的大的电压摆动,该摆动可能导致负载332两端出现电压毛刺并导致thdn劣化。例如,如果在第三cem启动脉冲csp3处执行了hv模式到lv模式的转变,则可能会在负载332上看到从hv_supply电压到lv_supply电压的摆动。

现在参考图7,显示了示出根据双输出级d类放大器(例如,图5的放大器22)的一个实施例在双输出级之间的模式转变的时序图。图6的时序图示出了在微级别(即,在开关输出信号频率(例如,数百khz)级别)的模式转变的时序,以便将thdn劣化最小化;然而,图7的时序图示出了在宏级别(即,在基带输入信号频率级别(例如,音频范围内的数十khz))的模式转换的时序,以便将thdn劣化最小化。只要所需的输出功率高于第一阈值(thresh_hipower),就启用hv输出级404,并且禁用lv输出级424,以及如果所需的输出功率低于第二阈值(thresh_lopower),则启用lv输出级424,并且禁用hv输出级404。未激活的输出设备(例如,hvp和hvn或lvp和lvn)以及相关的预驱动器电路(例如,hv预驱动器402或lv预驱动器422)断电,以减少静态偏置电流至最低。两个阈值(即,thresh_hipower和thresh_lopower)之间的间隔被设计为避免在hv输出级404和lv输出级424之间的振荡切换。在一个实施例中,在执行从hv模式到lv模式的转变(在图7中表示为最佳入转变点(in-transitionpoint))之前,所需的输出功率必须保持低于低功率阈值thresh_lopower一段时延(例如,图7的t_delay)。时延用作基于时间的迟滞机制,以减少模式之间过度频繁的转变。在一个实施例中,可选的先行缓冲器(例如,tbuf_opt)被插入到数据路径中,该数据路径可以被用于确定最佳出转变(out-transition)位置(从lv模式到hv模式的转变),例如,在所需的输出功率升到高于高功率阈值thresh_hipower之前的最后一个电压零交叉(vzc)处。也就是说,数据路径可以将输出信号缓冲足够长的时间,以检测到所需的输出功率高于高功率阈值thresh_hipower,并且仍然记住最近的上一个vzc,以便进行从lv模式到hv模式的thdn优化转变。在一个实施例中,如果先行缓冲器深度不足以确定最佳出转变位置,则将强制的出转变点(obligatedout-transitionpoint)置位成有效(即,从lv模式到hv模式的转换)。在一个实施例中,检测电流零交叉(izc)而不是vzc,并将其用作进行操作模式转变的位置。

现在参考图8,显示了示出具有双并联输出级的d类放大器(例如,图2的放大器22)的图3的驱动器级34的替代实施例的框图。图8的实施例在许多方面与图4的实施例相似,并且相同编号的元件是相似的。然而,在图8的实施例中,d类放大器22还包括在包括d类放大器22的音频ic9内部的电源电压缓冲放大器802。该电源电压缓冲放大器802接收可以从系统级提供的外部电源电压ext_supply。例如,音频ic9外部的图1a的个人音频设备1的电源(例如12v升压、4.3v电池、1.8v模拟电压轨)可以向放大器22提供外部电源电压ext_supply。在图8的实施例中,电源电压缓冲放大器802使用外部电源电压ext_supply生成提供给lv预驱动器422、lvd类输出级424以及旁路和hv阻断电路426的lv_supply。尽管图8仅示出了lv_supply的生成,但是电源电压缓冲放大器802还可以生成其他电平的电源电压(例如,mv_supply)。在一个实施例中,电源电压缓冲放大器802生成与接收电平不同的电平的电源电压,例如,电源电压缓冲放大器802可以接收1.8v电平并生成1.0v电平的电源电压。在一实施例中,电源电压缓冲放大器802包括低压降(ldo)电压调节器。

hv/lv级切换期间的差分模式误差及解决方案

输出级模式切换引起的主要差分误差包括以下因素:量化器增益失配;hv和lv路径之间的传播时延失配;量化器上与信号有关的传播时延;输出级阻抗失配。前两个因素可以在产品测试期间进行校准。第三因素可以通过采用高增益、高带宽(bw)比较器来最小化。下面解释第四个因素。

给定驱动器级34的有限阻抗,施加在扬声器负载332上的电压将不同于从电源测量的额定电压(例如,hv_supply、mv_supply、lv_supply)。例如,当1a的电流流过负载332时,0.1欧姆rdson(例如,输出级fet的rdson)将导致0.1vir降;因此,在rdson后面负载322上看到的电压比电源电压小0.1v。输出级的理论占空比表达式由公式(1)给出。

在公式(1)中,svint2表示系统变量,该系统变量是图3的d类放大器22的环路滤波器302的第二积分器int2的输出电压v_int2的平均值。vramp表示图3的量化器304为生成pwm输出信号而使用的斜坡电压的幅度。vo表示提供给负载332的平均输出电压。il表示负载电流。rds_tot表示输出级的总rdson(例如404和424,以及处于lv模式时的hvn_bypass1和hvn_bypass2)。vspk表示电源电压(例如hv_supply、mv_supply或lv_supply)。为了在电源电压vspk突然降低(例如,从12v降至1.2v)并且斜坡幅度vramp缩放相同量时不干扰svint2,乘积il*rds_tot需要保持恒定以便匹配当负载电流il不为零时,从hv输出级到lv输出级的阻抗。另一方面,即使在阻抗失配的情况下,在负载电流零交叉时发生转变,乘积il*rds_tot也将为零。可以执行电流零交叉检测(例如,用于找到图7中的“最佳出转变点”)和阻抗匹配两者,以最大程度地减少每个项给定的残余误差(请参见下面的公式(2))。另外,电流零交叉检测可以由低频(例如,音频基带频率)的电压零交叉检测代替。用电压零交叉替代电流零交叉可以导致较小的相位差,这可以为了较小的电路复杂性而进行交换。

如果负载电流可用,则可以在输出级周围构建ir降补偿电路(例如,图9的电路900),以在模式转变期间进一步减小il*rds_tot误差。总误差电压可以用公式(2)表示。

总误差电压=il*(rds_tot_hv–rds_tot_lv)*lpf(s)*δgain_ircomp(2)

在公式(2)中,rds_tot_hv表示hv输出级404的总rdson,并且rds_tot_lv表示lv输出级424的总rdson。lpf(s)表示沿着负载电流感测路径的低通滤波器(lpf)(例如,图9的lpf902)的传递函数。因子δgain_ircomp是在hv模式和lv模式下量化器304和驱动器级34的组合增益的倒数之间的增益差。量化器304和驱动器级34(例如10)的组合增益被定义为电源电压vspk(例如hv_supply或lv_supply)与斜坡电压vramp的比率。

由于应用ir降补偿后的总误差是多个项的乘积(如上针对方程式(2)以及下文中关于图9所述),因此即使当每一项不为零时,ir补偿后的总误差也可能非常接近于零。因此,有利地,当采用ir降补偿时,电路要求可以更加宽松,并且第二积分器int2上的毛刺可以被很好地控制为最小。

现在参考图9,其显示了示出根据一个实施例的用于在具有多个不同电源电平输出级(例如,图4的hv输出级404和lv输出级424)的d类放大器(例如,图2的放大器22)中使用的ir降补偿电路900的概念框图。低通滤波器(lpf)902接收感测到的负载电流isns(即,通过负载332)。lpf902可能是必要的,尤其是在感测到的负载电流isns有噪声时。lpf902将其输出提供给倒数器904,该倒数器将lpf902的输出乘以图3的量化器304的增益的倒数。在一实施例中,量化器304的增益根据放大器22是以hv模式操作还是以lv模式操作而变化。第一乘法器906和第二乘法器908将倒数器904的输出分别乘以rds(hv_tot)和rds(lv_tot),并将它们各自的乘积提供给多路复用器912,该多路复用器912基于控制输入mode_sel来选择其输入中的一个,该控制输入mode_sel指示操作模式(即hv模式或lv模式)。rds(hv_tot)和rds(lv_tot)分别是hv输出级404和lv输出级424的总rdson的测量值。多路复用器912的输出由加法元件914加到图3的第二积分器int2的输出电压v_int2,以产生补偿电压v_int2_compensated。补偿电压v_int2_compensated被提供给采样保持电路(sah)916,该电路将其输出提供给量化器304。有利地,加法元件914在(图10的)第二积分器int2周围的积分电容之后执行加法,并且因此不被积分电容记住。

现在参考图10,显示了示出图2的d类放大器22的部分的实施例的框图。图10在很多方面类似于图3。然而,图9的ir降补偿电路900接收感测到的负载电流isns。ir降补偿电路900的输出被提供给求和元件,该求和元件对第二积分器int2的输出电压v_int2进行求和,并将其和提供给量化器304。

在本文中描述的实施例操作用于最小化由输出级之间的模式转变引起的误差,例如由ir降引起的毛刺。如果仍然出现误差,则放大器22的环路将尝试校正误差。然而,有利地,可以采用图9的ir降补偿电路900来减少需要校正的误差。

针对校正因子来修正负载电流的极性是不需要的。然而,每当存在模式转变时,可能需要对没有被补偿环路滤波器302存储的相对量进行补偿。

输出毛刺归因于共模输出电压阶跃突变和对策

扬声器放大器22周围的两个差分路径之间的电阻和电容失配可能会导致放大器22的差分输出值(例如out_p和out_m之间的差)对放大器22的输出共模电压(vcmo)具有一定的依赖性。输出共模电压vcmo是基于cem的pwm周期内out_p和out_m的差分输出电压的平均值,也是基于cem的pwm周期内平均电源电压vspk的一半。在任何时候,当输出共模电压vcmo发生变化时(例如,由于从hv模式转变为lv模式,反之亦然),都会观察到由于电阻失配而导致的输出dc偏移,并且会观察到由于第一积分器int1的rc时间常数失配而导致的瞬态毛刺。

现在参考图11,示出了根据一个实施例的图3的d类放大器22的部分的简化的电阻失配模型。图11的实施例包括图3的第一积分器int1,并且剩余的级(即第二积分器int2、量化器304和驱动器级34)被示为环路1102的其余部分。在到第一积分器的差分输入上,即在差分m和p路径上,示出了虚拟接地vx。第一积分电容c1m在其m路径上连接在第一积分器int1的输入和输出之间,并且第二积分电容c1p在其p路径上连接在第一积分器int1的输入和输出之间。

差分输出电压vod(即,out_p和out_m之差,在图11中示为单路径)从环路1102的其余部分反馈回第一求和元件,该第一求和元件还接收输出共模电压vcmo并将其总和提供给m路径的反馈电阻rfbm。m路径反馈电阻rfbm的另一侧连接到第一积分器int1的m路径输入。差分输入电压vid(即,图3的dac的差分输出,在图11中示为单路径)被提供给第二求和元件,该第二求和元件还接收输入共模电压vcmi并将其总和提供给m路径的输入电阻rsm。m路径输入电阻rsm的另一侧连接到第一积分器int1的m路径输入。p路径反馈电阻rfbp接收输出共模电压vcmo,并将其输出提供给第一积分器int1的p路径输入。p路径输入电阻rsp接收输入共模电压vcmi,并将其输出提供给第一积分器int1的p路径输入。

在图11的简化模型中,沿p路径的电路组件rfbp、rsp和c1p被视为参考。由于与p路径的相应组件的值失配,因此沿m路径的相应组件示为有误差,更具体地说,rfbm=rfbp*(1+εfb)的值、rsm=rsp*(1+εs)的值、以及c1m=c1p*(1+εc1)的值。从下面的公式(3)和(4)可以观察到,为了使第一积分器int1的虚拟接地vx对输出共模电压vcmo的依赖性为零,必须将εs设置为等于εtot,这表明对于无限cmrr,必须匹配两侧的电阻比。

作为会是砰-咔嗒(pop-click)规范阈值所要求的,带内可听见的毛刺能量可以通过避免突然增加来控制。可以通过电源电压缓冲放大器来实现避免突然增加,该电源电压缓冲放大器可以将输出级的电源电压vspk平稳地在hv和lv域之间移动,如图12所示。

现在参考图12,显示了示出具有双并联输出级的图3的驱动器级34的替代实施例的框图。图12的实施例在许多方面与图4的实施例相似,并且相同编号的元件相似。在一个实施例中,可以从系统级提供高电源电压和低电源电压hv_supply和lv_supply。例如,音频ic9外部的图1a的个人音频设备1的电源(例如12v升压、4.3v电池、1.8v模拟电压轨)可以向放大器22提供不同的电源电压ext_hv_supply和ext_lv_supply。然而,在图12的实施例中,d类放大器22还包括在包括d类放大器22的音频ic9内部的电源电压缓冲放大器1202。在图12的实施例中,电源电压缓冲放大器1202接收外部hv和lv电源电压ext_hv_supply和ext_lv_supply,并且使用它们来产生被提供给hv预驱动器402和hvd类输出级404的hv_supply。当期望从hv模式到lv模式的转变时,电源电压缓冲放大器1202将电源电压hv_supply从其正常的高电平(例如12v)平稳地移动到lv电平(例如4.3v或1.8v)。一旦hv_supply轨正要提供与lv_supply轨相同的电压电平,控制逻辑就引起从驱动负载332的hv输出级404转变到驱动负载332的lv输出级424。为了使hv向lv转变,优选地,控制逻辑导通lvn和lvp以及旁路开关hvn_bypass1和hvn_bypass2,然后以如上文关于图6所述的先接后断的方式将hvp和hvn置于高阻抗状态(并且关闭hv预驱动器402)。当期望从lv模式到hv模式的转变时,电源电压缓冲放大器1202将电源电压hv_supply从lv电平(例如4.3v或1.8v)平稳地移动到其正常的高电平(例如12v)。一旦hv_supply轨正要提供高电压电平,控制逻辑就引起从驱动负载332的lv输出级424转变到驱动负载332的hv输出级404。为了使lv向hv转变,优选地,控制逻辑将hvp和hvn导通,然后以如上文关于图6所述的先接后断的方式将lvn和lvp置于高阻抗状态(并关闭lv预驱动器422)并关闭旁路开关hvn_bypass1hvn_bypass2和hvn_bypass2。在一实施例中,电源电压缓冲放大器1202包括低压降(ldo)电压调节器。

图12的解决方案的一个缺点是,它可能需要额外的面积、功率和物料清单(bom)计数惩罚(countpenalty)。另一方面,去除功率缓冲器802可能需要在扬声器放大器22的输入或输出处立即补偿。不幸的是,这种补偿与包含显著的带外噪声(oobn)的基带信号不兼容。因此,下面描述改善扬声器放大器22的共模抑制比/电源抑制比(cmrr/psrr)的实施例,从而可以尽可能地局部抑制共模信号。在一实施例中,vcmo为电源电压vspk的一半;因此,psrr和cmrr直接相关。

现在参考图13,显示了图3的d类放大器22的第一积分器int1周围的校准电路1302以及用于改善宽带cmrr/psrr的校准方法的实施例。理论计算示出了,要实现90db的psrr和~80db的thdn,反馈电阻rfb和输入电阻rs的电阻比的差分p和m路径之间的失配必须小于0.003%,并且在第一积分器int1周围的差分p和m路径之间的rc时间常数失配必须小于0.1%。

可以参考图11的简化电阻失配模型来理解图13的校准电路1302。图13示出了第一积分器int1周围的校准电路1302,该校准电路1302包括p路径修整电阻阵列rcalp和m路径修整电阻阵列rcalm,用于修整p路径和m路径中的一者或两者的反馈与输入电阻的比率rfb/rs,使得p路径和m路径比匹配。校准电路1302还包括用于匹配m和p路径的rc时间常数的m路径修整电容阵列c1calm和p路径修整电容阵列c1calp。在一个实施例中,修整电阻阵列rcalp和rcalm包括可以用不同的代码值编程以在校准期间指定不同的电阻值的电阻修整阵列。在另一实施例中,可以在校准期间将输入电阻rsp和rsm以及反馈电阻rfbp和rfbm中的一个或多个激光修整到期望值,在这种情况下,可以不存在修整电阻阵列rcalp和rcalm。在一个实施例中,rc时间常数修整电容阵列c1calm和c1calp包括修整电容阵列,其可以用不同的代码值编程以在校准期间指定不同的电容值。在另一实施例中,可以在校准期间将积分电容c1m和c1p中的一个或多个激光修整到期望值,在这种情况下,可以不存在rc时间常数修整c1calm和c1calp。

第一积分器int1的差分输出路径被示为int1_op和int1_om,它们中的每一个都经由相应的电容cl接地。图3的dac的输出部分在图13中显示为接收pwm输入信号的逆变器inv。dac由dac参考电压vdac和地偏置,逆变器inv也是如此。dac输出在其差分输出路径上具有差分输出电阻,该差分输出电阻是连接到第一积分器int1的m路径输入的m路径输入电阻rsm,以及连接到第一积分器int1的p路径输入的p路径输入电阻rsp。m路径反馈电阻rfbm连接在m路径负载输出out_m和第一积分器int1的m路径输入之间,并且p路径反馈电阻rfbp连接在p路径负载输出out_p和第一积分器int1的p路径输入之间。p路径修整电阻阵列rcalp连接在dac参考电压vdac和地到第一积分器int1p路径输入的交替侧之间,并且m路径修整电阻阵列rcalm连接在dac参考电压vdac和地到第一积分器int1m路径输入的交替侧之间。m路径修整电容阵列c1calm的一侧连接到第一积分器int1的m路径输入,另一侧通过相应的开关选择性地连接到第一积分器int1int1_om和int1_op的差分输出。p路径修整电容阵列c1calp的一侧连接到第一积分器int1的p路径输入端,另一侧通过相应的开关选择性地连接到第一积分器int1的差分输出端int1_om和int1_op。

为了最大化psrr并最小化校准前后的性能漂移,两个修整电路都围绕第一积分器int1进行了全差分布局,并且第一积分器int1的虚拟接地vx配置为不接触fet开关的任何pn结或任何非线性设备,例如金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)电容,这些电容具有很高的电压/温度系数。

不需要平衡差分rc时间常数的rc时间常数修整电容阵列c1calp和c1calm交叉连接(而不是在自身周围短路)到第一积分器int1输出节点的另一侧,如图13所示,该修整电容阵列具有低阻抗。

修整电阻阵列配置是静态且互补的。也就是说,修整电阻阵列rcalp和rcalm不会与主pwmdac电阻(在图13中称为rsm和rsp)切换。相反,修整电阻阵列rcalp和rcalm通过n/pfet开关(未示出)进行接线,接触地或dac参考电压vdac,该修整电阻阵列也具有低阻抗,使修整电阻阵列rcalp和rcalm的作为第一积分器int1的虚拟接地vx的另一端不受污染。对于每个修整代码,修整电阻阵列的上拉和下拉部分的电阻设计为相同,产生零电流到虚拟接地vx中。互补修整电阻阵列相当于与输入电阻rsm和rsp(dac输出电阻)并联放置的两个单个电阻。通过将修整电阻阵列rcalp和rcalm定尺寸为比主输入电阻rsp和rsm大n倍,其中n是至少大于1的数字,在没有在直接修整方法中需要的微小最低有效位(lsb)电阻的情况下实现高得多的修整精度。

例如,当标称rcal电阻设置为输入电阻rsm和rsp大小的一百(100)倍,且修整lsb为0.1%时,有效修整分辨率可以精细到0.003%,实现优于90db的cmrr。在一实施例中,修整范围为+/-0.1%。

校准过程包括两个步骤:电阻比修整,然后是rc时间常数修整,即电容修整。校准后,扬声器调制器具有良好的宽带cmrr,因此可以最大程度地抑制输出级电源的波动。

现在参考图14,显示了示出图13的d类放大器22的校准电路1302的部分的替代实施例的电路图。在图14的实施例中,如图13的实施例中那样,m路径修整电容阵列c1calm的一侧耦合到第一积分器int1m路径输入端,并且另一侧通过开关选择性地耦合到第一积分器int1m路径输出端int1_om。然而,在图14的实施例中,开关是双极单掷开关,该开关可以被掷为将m路径修整电容阵列c1calm的另一侧耦合到缓冲器buf(例如,单位增益运算放大器)的输出端,缓冲器buf的输入端耦合到第一积分器int1m路径输入端。类似地,p路径修整电容阵列c1calp的一侧耦合到第一积分器int1p路径输入端,并且另一侧通过开关选择性地耦合到第一积分器int1p路径输出端int1_op。然而,在图14的实施例中,开关是双极单掷开关,该开关可以被掷为将p路径修整电容阵列c1calp的另一侧耦合到缓冲器buf(例如,单位增益运算放大器)的输出端,缓冲器buf的输入端耦合到第一积分器int1p路径输入端。两个开关中的任一个可以被掷为将其关联的rc时间常数修整c1cal的另一侧耦合到其关联的缓冲器buf,以便在rc时间常数修整电容阵列c1cal上产生零电势,以有效去除来自放大器22的rc时间常数修整电容阵列c1cal的任何影响。以此方式移除rc时间常数修整电容阵列c1cal的优点在于,它减少了附接到第一积分器int1的虚拟接地vx的pn结面积(例如,来自用作修整电容阵列中的开关的mosfet),这使修整性能不易受到工艺/温度/电压变化的影响。

现在参考图15,显示了示出用于使用图13的校准电路1302来校准电阻比率的方法的流程图。操作开始于框1502。

在框1502处,将放大器22设置为具有零输入的闭环操作,并且将输出dc偏移电压记录为参考。操作进行到框1504。

在框1504,将hv/lv模式切换一次以检查所得的dc偏移电压是否从先前捕获的值改变。操作进行到框1506。

在框1506,使用二进制搜索算法来调整电阻修调码,并且将所得的输出偏移电压保存为下一模式切换之前的下一迭代的参考。重复该步骤,直到二进制搜索算法收敛到模式之间的最小dc偏移差为止。所得的最终代码是获得所需cmrr的最佳代码。操作进行到框1508。

在框1508,针对每个增益抽头重复步骤1502至1506。以这种方式,可以找到电阻比最佳修整码。

rc时间常数修整用于去除源自d类驱动器级34处的周期性共模切换的瞬态毛刺。理论上,仅需要进行一次校准。优选地,整个修整码空间被扫掠以获得产生最小瞬态毛刺的最佳码。在修整过程中,强制执行周期性模式切换以暴露出第一积分器int1的差分p和m路径之间的时间常数差,并且频谱分析(例如,快速傅里叶变换(fft))可用于以高分辨率来评估带内有毛刺的脉冲能量。

包含双路径功率轨感测的d类放大器中功率轨之间的无毛刺转变

为了使与电源电压变化相关的功率级增益变化最小,必须使通过斜坡幅度设置的量化器增益与电源电压成比例。理想情况下,随着末级电源的移动,量化器的占空比输出也相应地移动。因此,只要完美地实现了这种电源前馈,放大器反馈环路就无需做出反应。

不幸的是,感测网络可能具有有限的带宽。电源电压前馈概念可能只能在某个频率下起作用,超过该频率,路径等待时间会太大,使得通过电源前馈路径设置的dc操作点(dcop)不精确。因此,环路会经历dcop建立过程(settlingprocedure),而这种建立是电源瞬态毛刺的根本原因。当在终极电源处发生突然的阶跃瞬变时,则存在更加困难的情况,这要求立即响应斜坡幅度。因为没有电路具有无限带宽,所以实施例被描述为其中包括第二路径以解决这种情况的实施例。

现在参考图16,显示了用于斜坡生成的双电源感测电路1602的实施例的概念框图,其示出了斜坡幅度随输出级的操作模式改变而瞬时移动的能力。第一电流-电压转换块1604h将hv_supply转换为由第一增益调整块1606h接收的hv电流。第二电流电压转换块1604l将lv_supply转换为第二增益调整块1606l接收的lv电流。第一和/或第二增益调整块1606l和1606h校准接收到的相应的转换电流以彼此匹配,将其提供给多路复用器1608。多路复用器1608基于指示当前操作模式的控制输入hv/lv选择来选择其输入中的一个。所选择的校准电流被提供给斜坡发生器1612,该斜坡发生器1612生成斜坡,量化器304的比较器将该斜坡与环路滤波器302的输出进行比较,并且结果被提供给驱动器级34以驱动负载332。

如可从图16概念化的,存在通过量化器304有hv路径和lv路径。hv路径由量化器304在hv模式下使用,并且lv路径由量化器304在lv模式下使用。量化器304的hv路径和hv输出级404具有组合的hv增益,并且量化器的lv路径和lv输出级424具有组合的lv增益。组合的hv增益和组合的lv增益被校准以匹配(例如,在百分之几以内),因此当改变操作模式时,扬声器放大器22的开环传递函数的任何变化被最小化。因此,可以最小化或去除与由组合的hv增益和组合的lv增益之间的差异引起的开环传递函数的变化有关的毛刺。此外,用于使操作模式改变以最小化组合的hv增益和lv增益失配的可能影响的最佳位置是当差分驱动器级34的输出电压为零时,其可以被检测为量化器304的输出的零占空比交叉。因此,基于量化器304的本地输出的vzc检测电路(例如,相位检测器)可以被采用以进行及时检测。

电源切换的时序对于无毛刺转变也至关重要,因为它一定不能干扰当前的占空比生成。因此,进行电源改变的最佳点是在pwm周期的开始处,其在负载332的两个端子都连接到由hv输出级404和lv输出级424两者共享的功率轨时立即发生,如在图16的下部中所示转变是在斜坡的底部进行的,该底部对应于启动pwm周期的cem启动脉冲。有利地,在pwm周期的开始处进行电源改变可以在单个芯片设计中被精确地协调,在负载332的两个端子连接到由hv输出级404和lv输出级424两者共享的功率轨时立即发生所述pwm周期的开始。

现在参考图17,显示了示出具有三个输出级的图3的驱动器级34的实施例的电路图。图17的实施例在许多方面与图5的实施例相似,并且相同编号的元件是相似的。然而,图17的实施例还包括图4的mv输出级414以及旁路和hv阻断电路416的示例。mv输出级414包括mvp部分和mvn部分。mvp部分包括一对p沟道mvfet(mvp),其源极耦合到mv_supply。mvp沟道fet(mvp)中的一个的漏极经由节点c耦合到旁路和hv阻断电路416,中等电压p沟道fet(mvp)中的另一个的漏极经由节点d耦合到旁路和hv阻断电路416。mvn部分包括一对n通道mvfet(mvn),其源极耦合到地。n沟道mvfet(mvn)中的一个的漏极通过节点c耦合到旁路和hv阻断电路416,并且n沟道中等电压fet(mvn)中的另一个的漏极经由节点d耦合到旁路和hv阻断电路416。mvpfet和mvnfet的栅极可以由具有差分pwm信号的mv预驱动器(例如,图4的mv预驱动器412)驱动,并且mvpfet和mvnfet的栅极可以由具有差分pwm信号的mv预驱动器(例如,图4的mv预驱动器412)驱动。当d类放大器22处于mv模式时,hvp和hvn(以及相关联的hv预驱动器402)以及lvp和lvn(以及相关联的lv预驱动器422)被关闭,以便充分减少功耗。

尽管未在图17中示出,但是旁路和hv阻断电路416包括第三钳位、第三电容和第三缓冲器,每个都耦合在节点c和二极管的阴极处的浮动电压之间,该二极管的阳极以类似于图5中针对旁路和hv阻断电路426所示的方式耦合到电源电压节点(例如,电池)。第三缓冲器的输出端耦合到用作互连开关或旁路开关的第三高电压n沟道fethvn_bypass3的栅极,以选择性地将节点c耦合到节点out_m。尽管未示出,但是旁路和hv阻断电路416还包括第四钳位、第四电容和第四缓冲器,每个都耦合在节点d和浮动电压之间。第四缓冲器的输出端耦合到用作互连开关或旁路开关的第四高电压n沟道fethvn_bypass4的栅极,以选择性地将节点d耦合到节点out_p。当hvp导通时,旁路开关hvn_bypass3和hvn_bypass4还用于保护mvpfet和mvnfet免受hv_supply通过hvp提供的高电压。

与hv输出级404或lv输出级424相比,mv输出级414是在不同的功率域下并利用不同类型的设备来构造的。旁路开关hvn_bypass3和hvn_bypass4(统称为旁路开关hvn_bypass)是hv类型。当旁路开关hvn_bypass启用时,mv输出级414连接到输出负载332,并且当旁路开关hvn_bypass禁用时,它们会阻断从mv输出级414到输出负载332的摆动。基于输出信号的功率包络检测,旁路开关hvn_bypass的控制是静态的。旁路开关hvn_bypass由本地浮动电压电源供电。浮动电压由类似于关于图5所述的自举电路产生。

类似于上文关于图6所描述的,在mv输出级414与两个其他输出级(例如,404和424)中的一个之间的模式转变期间,不管操作模式正在向那个方向转变,都遵循“先接后断”规则。

应当理解——特别是受益于本公开的本领域普通技术人员应当理解——本文(特别是结合附图)所描述的各种操作可以由其他电路或其他硬件组件来实施。除非另外指出,否则执行给定方法的每个操作的顺序可以改变,并且本文示出的系统的各种要素可以添加、重新排序、组合、省略、修改等。本公开旨在涵盖所有这样的修改和改变,并且因此,以上描述应当被认为是说明性的而不是限制性的。

类似地,尽管本公开涉及特定实施例,但是在不脱离本公开的范围和覆盖范围的情况下,可以对那些实施例进行某些修改和改变。此外,本文关于特定实施例描述的任何益处、优点或问题的解决方案都不旨在被解释为关键、必需或必要的特征或要素。

具有本公开的益处的其他类似实施例对于本领域普通技术人员将是显而易见的,并且这样的实施例应被认为包含在本文中。本文列举的所有示例和条件语言旨在用于教导目的,以帮助读者理解本公开以及发明人为进一步发展本领域所做出的构思,并且被解释为不限于这种具体列举的示例和条件。

本公开包括本领域普通技术人员将理解的对本文示例实施例的所有改变、替换、变化、变更和修改。类似地,在适当的情况下,所附权利要求涵盖本领域技术人员将理解的对本文示例实施例的所有改变、替换、变化、变更和修改。此外,所附权利要求中对适应于、被布置为、启用、被配置为、使能、可操作或可操作地以执行特定功能的装置或系统、或者装置或系统的组件的引用包含该装置、系统或组件,无论其或该特定功能是否被激活、开启、或解锁,只要该装置、系统或组件被如此调整、布置、能够、配置、启用、可操作或操作的即可。

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