可变占空度窗口检测的模/数转换器的制作方法

文档序号:7534657阅读:263来源:国知局
专利名称:可变占空度窗口检测的模/数转换器的制作方法
技术领域
本发明一般涉及一种模拟-数字转换器,特别涉及到一种以计算机为基础的使用迭代处理以实现高分辩率转换的模拟-数字转换器。
模拟-数字转换器(A/D)通常使用高精密电阻,当转换器的分辩率和精度要求增加时,在转换器中所使用精密电阻的数量就要随之增加。例如,在现有技术中,阶梯网络A/D转换器利用精密电阻网络来产生具有不同幅值的多个基准电压,把输入电压和每一个基准电压进行比较并通过确定哪一个基准电压大于输入电压和哪一个基准电压小于输入电压来找出输入电压的近似值。所需精密电阻和比较器的数量随转换器分辩率的提高而增加。因而,这种型式的高分辩率A/D转换器是非常昂贵的。
现有技术中典型的斜坡型(ramptype)A/D转换器利用D/A转换器产生基准电压,该基准电压通过比较器和待数字化的输入电压进行比较。通过向D/A转换器增加输入数据使得基准电压递增,直到比较器指出基准电压超过输入电压为止。在这点,驱动D/A转换器的输入数据近似等于输入电压,虽然在斜坡A/D转换器中所使用的D/A转换器通常也会有精密电阻和比较器,但和具有同级分辩率的阶梯网络A/D转换器相比较,它所需要的精密电阻和比较器相对要少。不过,所需精密电阻的数量是随所要求的分辩率成正比增加的,所以,高分辩率的斜坡型转换器也是很昂贵的。
某些以计算机为基础的A/D转换器利用迭代处理以提高A/D转换器的分辩率。1985年10月26日颁发给英国人Jr等人的美国专利第4555692号中叙述了这样一个以计算机为基础的A/D转换器,即“闭路循环剩余数”A/D转换器,这种A/D转换器,采用了一般的斜坡型A/D转换器,它首先将输入电压数字化以产生输入电压的低分辩率“第一遍”的数字表达式,然后将在输入电压和第一遍测量期间由斜坡A/D转换器产生的最终的基准电压(“剩余电压”)之间的差别进行放大并作为“第二遍”输入加给斜坡A/D转换器,然后,它再产生一个剩余电压的数字表达式。接着第二遍转换器的输出数据被除以某个数,并加到第一遍转换器输出数据上,以产生输入电压的高分辩率“第二遍”表达式。然后,包含有已被放大了的第一剩余电压与在第二遍期间由斜坡A/D转换器产生的最终基准电压之间的差别的第二剩余电压,在“第三遍”期间,由斜坡A/D转换器经过具有被除以某个数并被加到第二遍表达式上的结果的转换器数字化而产生输入电压的更高分辩率的“第三遍”表达式。这样的处理可以重复多次以获得输入电压的递增分辩率的表达式。然而,由测量装置所引入的噪声在不多于五遍以后通常就会变成剩余电压的支配源并且这种闭路循环剩余数A/D转换器的精度通常受限在约18有效毕特范围内。
除了能把具有高分辩率和高精度的输入电压数字化以外,精密的A/D转换器还应能在大输入范围内高度线性化的进行工作,易于校准并能长期地保持在校准状态。现有技术中的精密A/D转换器通常需要使用专门的测试仪器和对可变电容器或电位计进行仔细地人工调节以用于校准。
本发明的高分辩率模拟-数字(A/D)转换器是利用一个具有比较低分辩率的,窄输入范围的数字-模拟(D/A)转换器(下面将称之为“窗口检测器”)来建立具有较高分辩率输入电压的宽范围值的数字表达式。微处理器控制的自动调整电路先把待被数字化的输入电压换算成窗口检测器输入范围内的某一级,然后窗口检测器把换算后的输入电压转换成代表性的第一数字数据。将这个数字提供给控制自动调整电路的微处理器,该处理器通过这个数据来确定输入电压的近似值,然后,微处理器调节自动调整电路使得经换算后的输入电压的幅值增加到原来的10倍。下一步,微处理器把一个数字的控制数据加到信号发生器,从而使该信号发生器产生一个已知幅值的偏移电压,该已知幅值和换算后输入电压幅值的不同之处在于其数值近似等于该窗口检测器全部换算输入极限的1/100。然后,差分放大器将偏移电压和输入电压之间的差放大100倍并且窗口检测器将放大后的差电压转换成代表性的第二数字数据并传输给微处理器。
然后,微处理器计算第三数字数据,该数据表示一个具有高分辩率并以偏移电压的已知幅值自动调整电路的换算系数,第二数字数据的值以及差分放大器的放大倍数为基础的输入电压。在本发明的最佳实施例中,窗口检测器使模拟信号数字化,并具有18毕特分辩率,而信号发生器产生的偏移电压其幅值由14毕特分辩率控制。这些部件的组合允许该微处理器来表示具有28毕特分辩率的输入信号的特性。
本发明的另一方面,该窗口检测器包括在这里共同作为参考的于1985年10月26日颁发给英国等国家的美国专利455692号中所叙述的那种闭路循环剩余数模拟-数字转换器。这种窗口检测器使数字化以后的输入电压具有18毕特分辩率,在+/-2伏的整个输入电压范围内提供高稳定和高度线性化的工作,并且是自校准的,不需要操作者的人工调节。在本发明的这个实施例中,自动调态电路适用于用系数1/1000,1/100,1/10,1,10和100来换算输入电压并允许在把其范围近似从-1200伏到+1200伏的输入电压数字化过程中使用窄范围窗口检测器。
根据本发明的再一方面,产生偏移电压的信号发生器包括由晶体振荡器计时的可编程占空度发生器。占空度发生器产生根据由微处理器所提供控制数据而确定的占空度的方波信号。利用方波信号对已知的DC基准电压进行调制从而产生偏移电压信号,该偏移电压信号同样是方波但它具有与计数器输出的占空度成正比的时间平均值。由差分放大器所产生的差信号是脉动的,但在该差分信号被施加给窗口检测器的输入端以前,利用泸波器将该脉动的差信号转换成DC电压。在发明的该实施例中,晶体振荡器工作在10MHz频率,它允许在整个输出信号占空度范围内以14毕特分辩率进行控制。由于晶体振荡器的频率是极稳定的,所以,偏移电压的时间平均值也是加到占空度发生器上的控制数据的极稳定的函数,该时间平均值能调节到具有极高精度的已知值上。
向占空度发生器提供计时脉冲从而产生精密偏移电压的晶体振荡器与现有技术中闭路循环剩余数A/D转换器和自动调整电路相结合使本发明不仅可以使得具有高分辩率,高精度和高线性化的输入信号数字化,而且这种结合也使得该装置结构简单,且不需要人工调节而自动校准。另外,由于窗口检测器和由A/D转换器控制的晶体振荡器是非常稳定的,所以,本发明的D/A转换器,通常可以长时期地保持精确校准状态。
因而本发明的一个目的就是要提供一种经改进的模拟-数字转换器及其工作方法,以用于将具有高分辩率,高精度和高度线性化的输入电压数字化。
本发明的另一个目的就是要提供一种改进的模拟-数字转换器和操作方法,它可以很容易地被校准并且可以长时间工作而不需要重新校准。
本发明的主题在于本说明书的结论部分,特别指出并清楚无误地说明了。然而,其结构和操作方法以及其进一步的优点和目的最好通过参考伴有附图的下述说明来理解,其中同样的符号涉及同样的元件。


图1是本发明模拟-数字转换器的方框图。
图2是现有技术窗口检测器的方框图;
图3是图1中模拟-数字转换器更加详细组合方框示意图。
参考图1,根据本发明并以方框图形式表示的可变占空度,窗口检测的模拟-数字转换器10用于将模拟输入电压Vin转换成代表性的数字数据。输入电压Vin加到自动调整电路12该电路能根据所加的数字控制数据D3以系数0.001,0.01,0.1,1,10或100换算输入电压。自动调整电压12的输出电压Vin′通过开关S1加到差分放大器14。信号发生器16所产生的偏移电压信号Voff也加到差分放大器14上,该放大器输出大于Vin′和Voff之差100倍的电压Vo。差分放大器14的输出电压Vo通过另一开关S2加到窗口检测器18的输入端,该窗口检测器18包括用以产生代表Vo值的输出数据D2的窄范围A/D转换器。自动调整电路12的输出Vin′,通过开关S3提供给窗口检测器18的输入端,这样,与开关S2断开而开关S3闭合时,窗口检测器18的输出数据D1就表示了Vin′的值而不是Vo的值,窗口检测器18的数字输出数据D1作为输入数据加给微处理器20,微处理器20提供数字输出D2用以控制信号发生器16的偏移电压输出Voff的幅值,它还产生一个数据D3用于控制自动调整电路12的选择范围,另外,它还产生用以控制开关S1,S2和S3开关位置的控制信号。
在本发明的最佳实施例中,所使用的窗口检测器18参考使用了于1985年10月26日颁发给英国等国的美国专利4555692号中所述类型的闭路循环剩余数模拟-数字转换器,参考图2,该图以简单的方框图形式示出了窗口检测器18的工作原理,这种窗口检测器在上述专利中有更加全面的叙述,窗口检测器18包括有数字-模拟转换器40用以输出其值由来自微处理器42的数字控制数据DC控制的基准电压Vref。(在本发明中,信号微处理器可以执行图2中微处理器42的功能,也可以执行图1中微处理器20的功能。)待被数字化的输入信号Vo通过开关SW1加到比较器44,基准电压Vref加到比较器44的另一输入端。比较器44的输出信号Vc传送给微处理器42,微处理器42指示出Vo的值是否超过了Vref的值。输入信号Vo通过开关SW1加到差分放大器46的一个输入端,基准电压Vref被耦合到差分放大器46的另一个输入端上。差分放大器46产生剩余电压Vr,它是Vref和Vo之间压差的倍数。存贮电路48一旦收到来自微处理器42的控制信号,该剩余电压Vr立即被存贮起来。存贮电路48中存贮的剩余电压Vr′可以通过开关Sw1传送给差分放大器46以取代Vo。
开关Sw1最初置于允许Vo而不是Vr,传送给差分放大器46的位置上,当使得Vref尽可能接近Vo以前反复调节转换器40的输出Vref时,微处理器42监视比较器44的输出Vc。然后微处理器将最后的DC值存入存贮器(未示出)。改变Sw1的位置,把剩余电压Vr′而不是Vo作为输入信号加到比较器44和差分放大器46。下面,微处理器42将反复调节转换器40的Vref输出直到Vref尽可能地接近剩余电压Vr′并且把新的Vref值存入存贮器中。差分放大器46提供包括有已经放大了的第一剩余电压Vr′和Vref之间压差的第二剩余电压Vr。第二剩余电压取代已经存贮的第一剩余电压Vr′而存入存贮电路48中。
第二存贮剩余电压Vr′作为输入信号提供给比较器44和差分放大器46并以与第一剩余电压相同的方式被数字化。利用相应于存贮器中所存贮的每个连续剩余电压的Vref的数字值DC使这个过程反复进行多次。然后微处理器利用剩余数放大系数的累进量对相当于每个剩余电压的所存贮的DC数据进行换算并加上该存贮的数据DC以产生代表Vo值的数据D1。实际上,由于差分放大器46和电路的其他成分所产生的噪声在5次迭代以后就变成剩余电压Vr的支配源,所以,如图2所示装置的工作被限制在5个剩余数产生迭代范围以内。在上述英国等国专利中所述的窗口检测器是使用CMos集成电路来完成的,就相对于周围温度变化而言,它所提供极稳定的工作并能产生表示具有18毕特分辩率输入电压的数字输出。然而,由于CMos电路所能处理的电压受到限制,使得窗口检测器仅具有近似+/-2伏的相对窄的输入范围。
为了能够使其分辩率比18毕特高得多的输入信号Vin数字化,本发明的A/D转换器10多次利用窗口检测器18。首先,在工作的“搜索方式”期间,数字转换器两次利用窗口检测器来确定窗口检测器分辩率内的Vin的值。由于窗口检测器仅有很窄的输入范围,首先通过用一个很大的数来除Vin(在本发明的实施例中,这个数是1000)来换算一个未知的输入电压Vin′从而产生“第一遍”输入电压给窗口检测器,它将可靠地处于窗口检测器+/-2伏全部换算输入范围以内,所提供的Vin处于+/-2000伏以内。窗口检测器使第一遍输入电压数字化生产“第一遍”数字输出,该输出乘以系数1000从而产生Vin的第一计算值。假如Vin小于1000伏,这个Vin的第一计算值的分辩率就相对的低(有些低于窗口检测器的18毕特分辩率),这是因为当第一遍窗口检测器输入电压被数字化成18毕特分辩率时,Vin的予换算使得第一遍窗口检测器输入电压更加接近就窗口检测器的全部换算输入范围而言为零,在Vin特别小的情况下更是如此。因此当Vin小于1000V时,窗口检测器第一遍数字输出的一个或多个最高有效毕特位将是零,而仅是第一遍窗口检测器输出的较低毕特位成为与Vin值有关的有效信息。
由于Vin的值近似等于第一遍计算值,下一步,Vin将用一个基于Vin第一遍计算值的适当的数值进行予换算(乘或除)以产生“第二遍”窗口检测器输入电压,该电压是窗口检测器+2V或-2V输入电压范围极限的实数部分,例如,视输入电压的极性而定,它可以是在0.1V-1.3V之间或在-0.1V--1.3V之间。然后,窗口检测器把该第二遍窗口检测器输入电压数字化以提高代表基本上具有窗口检测器全部18毕特分辩率的第二遍输入电压的值的“第二遍”数字输出。
一旦知道了第二遍输入电压的值,在数字转换器工作的“测量”方式期间,将第三次利用窗口检测器来建立Vin的高分辩率表达式。在工作的测量方式中,数字转换器把输入电压Vin的予换算系数增加到原来的10倍以产生“第三遍”电压,该电压比第二遍输入电压大10倍。然而,窗口检测器并不直接地把第三遍电压数字化,而是数字转换器,通过把窗口检测器的第二遍输出乘以系数10来计算第三遍电压的值并产生某个值的精确调节的偏移电压,该值已知至少为28毕特,最好是32毕特分辩率,并且它与第三遍电压的计算值不同之处在于相差一个予定量。然后第三遍电压减少偏移电压的值(通过差分放大器)从而建立一个压差,这个压差被放大(例如放大100倍)然后作为输入信号提供给窗口检测器。窗口检测器在数字转换器工作的测量方式期间将该压差数字化以产生“第三遍”数字输出,该数字输出除以100时就代表了第三遍输入电压和偏移电压之间的差。根据本发明,偏移电压的值是可调的,这样,放大后的压差也是窗口检测器全部换算输入电压极限+2V的实数部分,例如可以处于0.1V-1.3V之间的范围以内,这样窗口检测器就使得基本上具有它的18毕特分辩率的压差数字化了。
通过把窗口检测器第三遍数字输出除以100,并把其结果加到已知的偏移电压值上可以算出第三遍电压的更高分辩率的数字表示。然后,根据第三遍输入电压予换算的衰减(或增益)通过乘以(或除以)上述第三遍电压计算值来确定输入电压。由于已知偏移电压的值至少有28毕特的分辩率并且由于窗口检测器基本上利用了它的全部18毕特分辩率容量来使第三遍电压和偏移电压间的小倍数放大的压差数字化,所以,第三遍电压的(以及因此而得出的输入电压的计算值)的计算出的数字表示具有比窗口检测器的分辩率(18毕特)高得多的分辩率(近似28毕特)。该数字结果可适当地调到为计算具有近似28毕特分辩率的第三遍电压的计算值所需的28毕特偏移电压的较低位毕特上。
参考图1,微处理器20,将转换器10置于工作的搜索方式。在此方式下,通过首先打开开关S1和S2,闭合开关S3和建立数据D3来确定Vin的第一和第二遍值,其结果是自动调整电路12把输入电压Vin除以1000。产生的第一遍电压Vin′,通过开关S3加到窗口检测器18的输入端,随后由窗口检测器用18毕特分辩率予以数字化。微处理器20确定来自窗口检测器所产生的第一遍输出数据D1的输入电压Vin的近似值并且重置自动调整电路12的增益(或衰减),从而使得Vin′的第二遍值尽可能地接近,例如,+/-1.3V这个电压是窗口检测器输入范围全部换算+/-2V极限的实数部分。窗口检测器18再次把Vin′数字化以提供作为第二遍数字输出数据的数据D1给微处理器20,微处理器20指出具有全部18毕特分辩率的Vin′的第二遍近似值。
下步,在工作的测量方式期间,转换器10进一步精密地确定Vin的值。在这种方式下,微处理器20使开关S3打开,并使自动调整电路12的增益提高到原来的10倍,同时根据第二遍窗口检测器输出数据D1的值去调节用以控制信号发生器16工作的D2数据的值,从而使信号发生器产生偏移电压Voff,其中Voff和Vin′第三遍值间的差尽可能地接近0.013V。随后,微处理器20使开关S1和S2闭合,这样,差分放大器14产生一个输出电压VO,其值等于Voff和Vin′之间压差的100倍,约等于1.3V,是窗口检测器整个换算输入电压极限的实数部分,其结果是窗口检测器18使基本上具有全部18毕特分辩率的压差VO数字化。
第三遍数字输出数据D1表示Vin′和由放大器14乘以系数100X后的Voff之间的压差。因此,微处理器20能通过将第三遍数字数据D1除以100并把其结果加到Voff已知值的数字化等效值上来确定Vin′的第三遍值的幅值,这是微处理器根据控制数据D2确定的。随后通过把Vin′乘以自动调整电路12的增益(或衰减)系数所计算出的Vin′的第三遍值确定出Vin的值。
数字转换器的工作情况最好通过讨论它是如何将一个输入电压Vin,例如是123456789V的输入电压Vin数字化的来说明。在工作的搜索方式期间,微处理器20首先使用自动调整电路12将输入电压除以1000,这样Vin′的第一遍值就是0.0123456789伏,该第一遍输入电压Vin′通过开关S3加到窗口检测器18的输入端,然后窗口检测器18将其转换为指示0.01234伏Vin′电压的第一遍18毕特数字输出D1。由于窗口检测器分辩率的限制,第一遍数据D1不传送Vin′的低位毕特。根据D1和自动调整电路12的衰减调整情况,微处理器20确定Vin是12、34伏,具有3-1/2数字(约10毕特)分辩率。然后,微处理器20调整自动调整电路12使其被10除,则Vin′的第二遍值为1、23456789伏。该第二遍值Vin′经过S3提供给窗口检测器18的输入端,窗口检测器18产生指明其值为1、23456伏的第二遍Vin′电压的第二遍18毕特数字输出D1。微处理器20根据该第二遍值D1和自动调整电路的除10调整确定Vin是12、3456伏,具有5-1/2数字(约18毕特)分辩率。
在该点,微处理器20使转换器10处于测量方式,变化自动调整电路从而使自动调整电路12的第三遍增益系数为1(即第二遍值0.1的10倍)。这样,Vin第三遍值就是12,3456789伏。微处理器20建立D2的值,使信号发生器16产生至少具有28毕特精度的尽可能接近12.3326伏(即比Vin第二遍计算值少0.13伏)的已知值的偏移电压Voff。就这个例子而言,假设Voff的值实际是12、3327124伏。微处理器还断开S3并闭合S1和S2。当Voff为12、3327124伏且Vin′是12、3456789伏时,由增益系数为100的差分放大器14所产生的压差VO是1、29665伏。窗口检测器18使VO数字化,并且窗口检测器18的第三遍输出D1将指示出VO是具有5-1/2数字(18毕特)分辩率的1、29665伏。微处理器20将1、29665除以100,该数是放大器14的增益系数,以确定Vin′和Voff之间的0.0129665伏的压差。由于微处理器已得到V099的值是12、3327124伏,所以它把0.0129665加到12、3327124上来确定具有8-1/2数字(28毕特)分辩率的输入电压Vin的值12、3456789。
参考图3,这里将以更加详细的方框图和示意图的形式,其中包括自动调整电路12,差分放大器14和偏移信号发生器16的实施例的详细描述来说明图1中的D/A转换器10。自动调整电路包括运算放大器21,输入给自动调整电路12的Vin,通过开关K1加到放大器21的非反相输入端。Vin也是一个被输入电压除法器23除以系数100的电压,除得的结果通过另一开关K2加到放大器21的非反相输入端上。放大器21的输出通过开关K3反馈给放大器的反相输入端。这样,当开关K3闭合时,放大器21就仅有唯一的增益。放大器21的输出也加到电阻分压器网络25上以产生两个电压,这两个电压分别通过一对开关K4和K5也反馈到放大器21的反相输入端上。这样,当开关K4闭合时,放大器21的增益为10X,而当开关K5闭合时,放大器21的增益为100X。放大器21的输出还提供给开关K6的输入端和输出电压分压器27,该分压器27把放大器21的输出电压除以10,除得的结果作为一个输入加到另一开关K7上,K6和K7的输出接在一起从而提供自动调整电路12的输出Vin'。
所有开关K,-K7的开关位置都由来自微处理器20的数据D3通过一个完全公知的接口电路36进行控制。开关K1和K2的状态确定输入电压信号Vin是否在其被提供给放大器21以前先除以100。放大器21根据K3,K4和K5中哪一个是闭合的而将其输入放大1,10或100倍,而开关K6和K7控制放大器21的输出是否需要除以10以产生Vin′。因此,通过控制开关K1-K7的状态,微处理器20能调节自动调整电路12以产生其值分别为输入Vin的1/1000,1/100,1/10,1,10或100倍的Vin′输出值。下表1列举了开关K1-K7在工作的搜索方式和测量方式期间适用于各种输入电压范围的置位状态,以及所导致的增益和自动调整电路12的Vin′/Vin。在表1中,“+”号表示开关闭合而“-”号则表示开关关断。
输入电压开关增益(+或-) K1K2K3K4K5K6K7搜索方式0.0-0.13+--+-+-100.1-1.3+-+--+-11.0-13+-+---+0.110-130-++--+-0.01100-1200-++---+0.001(测量方式)0.0~0.13+---++-1000.1~1.3+--+-+-101.0~13+-+--+-110~130+-+---+0.1100~1200-++--+-0.01表一差分放大器14包括一对运算放大器22和26以及滤波器电路24。输入到差分放大器14的Vin通过开关S1和电阻R1加到运算放大器22的反相输入端上,运算放大器22的非反相输入端接地。开关S1和电阻R1中间接点经过另一开关S5也接地。D/A转换器14的Voff输出通过另外一电阻R2加到放大器22的反相输入端。放大器22的输出经滤波电路24滤波以后通过电阻R3反馈给放大器22的反相输入端,电阻R1,R2和R3的值可以调节从而使放大器22和滤波器24产生其值等于Vin′和Voff时间平均值之和的滤波输出VO′。输出VO′经过电阻R4加到放大器26的反相输入端,放大器26的非反相输入端接地且其输出通过电阻R5反馈给它的反相输入端。R4和R5的值是可以选择的,以使放大器26的输出VO比VO′大100倍。
信号发生器16包括由10MHz晶体振荡器32的时钟信号输出定时的占空度发生器30,占空度发生器30用于产生微处理器20(经过接口电路36)提供的数据D2的值成正比的占空度的方波输出信号VS。当由数据D2来确定时,占空度发生器交替使VS变成高和低以选择振荡器32的时钟信号周期的数目。开关S7用来将正或负的偏移基准电压(+Vref或-Vref)有选择地提供给另一个开关S4。开关S4的输出包括有通过电阻R2施加给放大器22的反相输入端的前述偏移电压Voff。S4的输出也经另一开关S6接地。占空度发生器30的占空度控制方波输出电压VS控制开关S4和S6的开关状态,一个打开,另一个则闭合。微处理器20通过接口电路36控制开关S1,S2,S3,S5,和S7的开关状态。当Voff的瞬时值在全部时间内是零或+/-Vref时,那未Voff信号的时间平均值就与它的占空度成正比,同时也就和数据D2成正比。
在工作的测量方式期间,利用信号发生器16和放大器14。在转换器10工作的测量方式期间假如微处理器根据在前面工作的搜索方式期间所确定的Vin的第二遍计算值确定Vin是个负数,那么开关S1和S2将闭合,开关S3和S5将断开并且微处理器20将使开关S7置于能使+Vref传递给开关S4的位置上。相反,若前面所确定的Vin是个正数,那么,微处理器20将使开关S7置于能使-Vref传递给开关S4的位置上。也是在工作的测量方式,微处理器把数据D2提供给占空度发生器30去控制VS的占空度,从而使得脉冲宽度调制的Voff信号的时间平均值尽可能地接近于比Vin′第三遍值大0.13伏的值,除非它具有相反的极性。放大器22然后产生与Vin′和Voff的时间平均值之和成正比的时间平均值的脉冲宽度调制输出信号。由于Vin′和Voff具有不同的极性,放大器22的输出与两个电压的绝对值之差成正比。放大器22的输出给滤波器24滤波产生DC输出VO′,该VO′由放大器26放大100倍而产生VO。
由于晶体振荡器32的时钟频率是高度稳定的,所以Voff的偏移电压的时间平均值也是加给占空度发生器30的控制数据的极稳定的函数,并且可以调节到具有很高精度的已知值上,用于产生脉冲宽度调制偏移电压的由晶体振荡器定时的占空度发生器与现有技术中闭路循环剩余数A/D转换器和自动调整电路相结合,不仅使得本发明可以将具有高分辩率,高精度和高线性化的宽范围输入电压数字化,而且允许本发明的转换器10很容易地进行校准,并且不需要入工地对可变电容器或电阻进行调节。而这些,在现有技术的高分辩率转换器中通常是需要的。
微处理器自动校准转换器10,差分放大器24运算放大器22和26把偏移误差引入差分放大器的输出电压VO中。并且在第一个校准步骤中,差分放大器14的偏移误差就被测量出来。参考图3,开关S1和S3断开,开关S2和S5闭合,且信号发生器16的占空度置于零(即开关S6保持闭合),其结果是Voff为零。放大器22的输入因此为零伏,且放大器26的输出V0就表示差分放大器14的偏移误差,窗口检测器18将VO数字化且微处理器20将代表V0的窗口检测器的输出数据D1存贮在非易失性存贮器34中。此后,微处理器20利用这个测量的偏移误差值来校正窗口检测器18的输出D1。
下一步,窗口检测器18被校准以计算出用于产生基准电压的内部电阻值的误差以及与窗检测器18内元器件有关的任何偏移或增益误差。微处理器20获得响应范围从-2V到+2V的一系列不同窗口检测器输入电压VO的窗口检测器18输出数据D1,并且以在前述美国第4555692号专利中所述的方式使用上述结果去校准窗口检测器18。通过断开开关S1和S3,闭合开关S5并且使用信号发生器16产生其值范围在-0.02伏-+0.02伏之间的时间平均值的偏移电压Voff,可以产生一系列的输入电压。然后,差分放大器14将这些偏移电压放大100倍,并将其滤波后作为VO输入信号通过开关S2加到窗口检测器18,如在前面英国等国专利所述,微处理器根据响应这些VO输入而产生的窗口检测器中所使用的精密电阻的误差。微处理器还根据这个数据计算增益校正系数E和偏移校正系数Z,这些系数反映了窗口检测器内各装置的任何增益和偏移误差。微处理器20将这些因素,即L1-L6,Z和E存贮在存贮器34中以备将来根据前述专利中所述的校准公式去校正窗口检测器的输出数据D1时使用。
作为一个最后的校准步骤,为了校准信号发生器的工作,要确定改变由信号发生器16所产生的偏移电压Voff和改变数字输入D2之间的关系。来自精密电压源的标准电压(+10V为好)作为输入电压Vin加到转换器10,且该转换器10以与对任何其他输入电压相同的方式来测量该标准电压。在测量过程的末尾,为了使Vin′的偏移接近某个适当的值。Voff将近似为-10.013伏,且数字输出D1将反映Voff和Vin′之间的电压差。到达占空度发生器的输入数据D2然后变化一个毕特,从而使得由差分放大器14产生的压差VO产生一个很小的变化。窗口检测器18将这个新的VO电压值数字化并产生一个与前面的D1值相差很小值的新的输出值D1。微处理器20然后计算新的D1和老的D1之间经用前述校准系数校正的差值,并且这个差值就表示了当计算电压Vin′的值时,将被使用的数据D2的一个毕特的加权W。特别是,为了获得表示输入电压Vin′的数字量,数据D2被乘以W然后加到校正后的窗口检测器输出值D1上。随后,Vin通过将Vin′乘以(或除以)自动调整电路12的增益(或衰减)系数加以确定。应当注意,校准过程不需要除标准化电源以外的外部设备,也不需要手动控制调节。
因此,转换器10提供用于宽范围输入电压的高分辩率模拟-数字转换器,它不需要大量的精密元件,而在校准过程中,它也不需要测试设备的手动调节,在展示和叙述了本发明的最佳实施例的情况下,本专业领域内的技术人员将明白在不脱离本发明的情况下,在其主要方面可以作出许多变化和修改,因此,从属权利要求将试图复盖落入本发明实质精神和范围以内的所有这种变化和修改。
权利要求
1.一种用于精确测量一个输入信号的方法,包括如下步骤测量具有第一级分辩率的上述输入信号;以产生上述输入信号的第一个表达式;利用偏移信号使上述输入信号产生偏移以产生差信号,该偏移信号的幅值被调节成与第一个表达式的值相差一个非零值,该非零值包括信号值测量装置全部换算输入信号范围极限的实数部分;利用所述信号值测量装置来测量上述差信号的值以产生上述差信号的值的第二个表达式,并且根据上述偏移信号的值和上述差信号的测量值,确定达到第二级分辩率的上述输入信号的值。
2.根据权利要求1所述的方法,其中,信号值测量装置根据下述步骤测量差信号将差信号放大予定倍数从而产生一个放大了的差信号。测量放大了的差信号,所述的放大倍数就是利用信号值测量装置的实际的全部分辩率去测量上述放大了的差信号的值;根据放大了的差信号的测量值结合放大倍数,确定上述差信号的值。
3.根据权利要求2的方法,用于测量放大了的差信号的步骤包括建立基准数字信号,建立与上述基准数字信号成正比的基准模拟信号,将上述放大了的差信号与上述基准模拟信号进行比较,并调节上述基准数字信号以修改上述模拟基准信号使其达到第一个值,对于该值,上述已放大了的差信号的值与上述基准模拟信号之间具有第一个予确定关系;放大上述放大了的差信号与上述基准模拟信号之间的差值,从而建立剩余数信号;存贮剩余数信号,将存贮的剩余数信号与上述基准模拟信号进行比较,并调节上述基准数字信号以修正上述基准模拟信号使其达到第二个值,对于该值,所述剩余数信号的值和所述基准模拟信号的值之间具有第二予确定关系;并且根据上述基准数字信号和剩余数信号的值确定上述放大了的差信号的值。
4.根据权利要求1所述的方法,其中用于测量到达第一级分辩率的上述输入信号的值,从而产生上述输入信号值的第一表达式的步骤包括利用某个换算系数,将上述输入信号进行予换算以产生其值包括信号值测量装置全部换算输入信号范围实数部分的予换算了的输入信号;利用上述信号值测量装置测量该予换算了的输入信号;并且根据输入信号的测量值和上述换算系数确定上述输入信号的值的上述第一表达式。
5.根据权利要求1所述的方法,其中用于测量到达第一级分辩率的上述输入信号的值从而产生上述输入信号值的第一个表达式的步骤包括利用一个予定第一换算系数对上述输入信号进行予换算以产生信号值测量装置输入信号范围以内的第一予换算输入信号;利用上述信号值测量装置测量该第一予换算输入信号;利用第二予换算系数对上述输入信号进行予换算以产生其值包括上述信号测量装置全部换算输入信号范围极限实数部分的第二予换算输入信号,该第二予换算系数的值是根据上述第一予换算输入信号的测量值确定的;利用上述信号值测量装置测量第二予换算输入信号;并且根据上述第二予换算输入信号的值和上述第二换算系数确定上述输入信号值的第一表达式。
6.一种用于精确测量某输入信号的方法,其步骤包括测量到达第一级分辩率的上述输入信号的值,从而产生上述输入信号值的第一表达式;利用偏移信号使上述输入信号偏移以产生差信号,该偏移信号的值被调节成与输入信号第一表达式的值相差某个值,当放大一个予定的放大倍数时,该值包括信号值测量装置输入信号范围全部换算极限的实数部分;利用上述放大系数将所述差信号放大;利用上述输入信号测量装置测量放大的差信号的值;并且根据上述偏移信号的值和上述差信号的测量值确定达到第二级分辩率的上述输入信号的值。
7.一种用于精确测量某个输入信号的方法,其步骤包括利用一个予换算系数对上述输入信号进行予换算以产生输入信号予算值,其值包括信号值测量装置全部换算输入信号范围信号极限的实数部分的予换算输入信号;根据上述予换算输入信号的测量值以及上述换算系数,利用上述信号值测量装置测量予换算输入信号以确定上述输入信号值的第一表达式;通过一个脉宽调制的偏移信号使上述输入信号偏移从而产生一个差信号,上述偏移信号的时间平均值可以调节,以使得偏移信号值和输入信号第一表达式的值之间的时间平均差是信号值测量装置全部换算输入信号范围极限的实数部分;将差信号滤波并放大;根据经滤波,放大后差的测量值和上述差信号的放大量,利用所述测量装置来测量经滤波和放大以后的差信号的值以确定上述差信号的值;并且根据上述偏移信号的时间平均值和上述差信号的测量值确定上述输入信号的值。
8.一种用于精确测量某个输入信号的装置,包括用于测量到达第一级分辩率的上述输入信号,从而产生上述输入信号值的第一表达式的装置;用于通过一个偏移信号使上述输入信号产生偏移以产生一个差信号的装置,该偏移信号的值被调节成与输入信号第一表达式的值相差某个值,当放大一个予定的放大倍数时,该值包括上述用于测量的装置的输入信号范围的全部换算极限的实数部分;用于通过上述放大系数将上述差信号放大的装置,放大后的差信号加到上述用于测量的装置上并由该装置进行测量;并且用于根据上述偏移信号的值和上述放大后差信号的测量值确定上述输入信号的值的装置。
9.一种用于精确测量某个模拟输入信号的方法,其步骤包括建立由所加数字控制数据确定的占空度的脉宽调制的偏移信号;产生与上述偏移信号值和模拟输入信号值之间的时间平均差成正比的值的差信号,产生差信号值的第一数字数据表达式,并且,根据上述数字控制数据和上述第一数字数据值计算上述模拟输入信号的值。
10.根据权利要求9所述的方法,其中用于建立由所加数字控制数据确定的占空度脉宽调制偏移信号的步骤包括提供固定周期的时钟信号;产生周期性的二进制控制信号,该信号具有由上述数字控制数据控制的占空度和由上述时钟信号控制的频率;把具有恒定值的第一基准信号加到开关上,并且利用上述周期性的二进制控制信号来控制上述开关的开关状态,从而使得上述第一基准信号随着上述周期性的二进制控制信号的占空度的脉宽调制而产生上述偏移信号。
11.一种用于精确测量某个输入信号的方法,其步骤包括测量达到第一级分辩率的上述输入信号的值从而产生上述输入信号值的第一表达式;通过脉宽调制的偏移信号使上述输入信号偏移以产生一个差信号,偏移信号的时间平均值是根据输入信号上述第一表达式的值确定的;利用信号值测量装置测量上述差信号的时间平均值,并且根据上述偏移信号的时间平均值和上述差信号的测量值确定达到第二级分辩率的上述输入信号的值;
12.根据权利要求11所述的方法,其中上述偏移信号的时间平均值是可调节的以使得该偏移信号值和输入信号第一表达式的值之间的时间平均差为上述信号值测量装置全部换算输入信号范围极限的实数部分。
13.一种用于精确测量某个输入信号的装置,包括用于测量到达第一级分辩率的上述输入信号以产生上述输入信号值的第一表达式的装置;用于通过一个脉宽调制的偏移信号使上述输入信号产生偏移从而产生差信号的装置,偏移信号的值是根据输入信号的上述第一表达式的值确定的;用于将差信号滤波和放大的装置,滤波和放大以后的差信号加到上述用于测量的装置上并由该装置进行测量;并且用于根据上述偏移信号的时间平均值和所测量的上述差信号的时间平均值确定达到第二级分辩率的上述输入信号值的装置。
14.根据权利要求13所述的装置,其中用于进行偏移的装置包括用于提供恒定值基准信号的装置;用于建立稳定周期时钟信号的振荡器;响应所述第一表达式以用于产生所述数字控制数据的装置;响应时钟信号的占空度发生器,用以产生周期性的二进制控制信号,该控制信号具有根据上述第一表达式而确定的占空度和与上述时钟信号成正比的周期;并且响应上述周期性的二进制控制信号对上述基准信号进行脉宽调制进而产生上述脉宽调制的偏移信号的开关装置。
15.一种模拟-数字转换电路,包括用于建立由所加数字控制数据确定的占空度的脉宽调制偏移信号的装置;第一差信号放大装置,用于接收上述偏移信号和模拟输入信号并产生其值与上述偏移信号和模拟输入信号之间的时间平均差成正比的差信号值,并且用以产生表示差信号的值的第一数字数据的装置,所述的第一数字数据与所述的数字控制数据一起用以指出上述模拟输入信号的值。
16.根据权利要求15所述的模拟-数字转换电路,其中用于建立由所加数字控制数据确定的占空度的脉宽调制偏移信号的装置包括用于提供具有恒定值的第一基准信号的装置;用于建立具有稳定周期的时钟信号的振荡器;占空度发生器,它响应上述时钟信号和上述数字控制数据以产生周期性的二进制控制信号,该控制信号具有由上述数字控制信号所确定的占空度和与上述时钟信号的周期成正比的周期;并且,开关装置,用于响应上述周期性的二进制控制信号从而对上述第一基准信号进行脉宽调制进而产生所述脉宽调制的偏移信号。
17.根据权利要求15所述的模拟-数字转换器;其中所述第一差信号放大装置包括第一放大器,用以响应上述偏移信号和上述模拟输入信号,并利用上述偏移信号使上述模拟输入信号产生偏移;用于将上述偏移输入信号滤波从而产生滤波后的偏移输入信号的装置;并且第二放大器,用以放大上述滤波后的偏移输入信号从而产生上述差信号。
18.根据权利要求15所述的模拟-数字转换器,其中所述用于产生差信号值第一数字数据表达式的装置包括闭路循环剩余数模拟-数字转换器。
19.一种模拟-数字转换电路,包括可变增益装置,用于根据由提供给该可变增益装置的第一数字数据确定的比率,产生其值与输入的第一模拟信号成正比的输出的第二模拟信号;用于使上述第二模拟信号偏移一个偏移量并将产生偏移的第二模拟信号放大进而产生一个模拟差信号的装置,上述偏移量是根据提供给该装置的第二数字数据而确定的;建立用于表示上述差信号值的第三数字数据的装置;并且用于接收上述产生第一和第二数字数据的上述第三数字数据和建立用以指示上述第一模拟信号值的第四数字数据的装置;上述第四数字数据的值包括由上述第二数字数据,上述第三数字数据的值以及由上述第一数字数据确定的比值所共同确定的上述偏移量值的函数。
全文摘要
一个高分辨率的模拟——数字(A/D)转换器将脉宽调制的偏移信号电压与一个输入电压之间的差值进行放大和滤波从而产生一个经放大的已滤波的电压差,偏移电压调制的占空度调节成使电压差的值处于闭路循环剩余数A/D转换器的窄输入电压范围以内。放大和滤波后的差电压通过闭路循环剩余数A/D转换器转换成数字数据表达式,控制偏移信号电压的微处理器将该结果和偏移电压的值结合起来产生输入电压的具有较高分辨率的数字表达式。
文档编号H03M1/40GK1045204SQ8910286
公开日1990年9月5日 申请日期1989年2月24日 优先权日1989年2月24日
发明者拉梅斯·钱德拉·古亚尔 申请人:约翰弗兰克制造公司
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